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Monitoraggio tramite telecamera motorizzata a colori e infrarossi
La seguente documentazione comprende di:
Presentazione Sviluppo del progetto Scheda di acquisizione ed elaborazione dati digitali Encoder Sensori e trasduttori Parametri dei trasduttori Caratteristica di trasferimento Linearità Sensibilità Range di funzionamento Tempo di risposta Isteresi Risoluzione Criteri pratici di scelta dei trasduttori Classificazione dei trasduttori Encoder ottici Scheda di controllo encoder Motori passo passo Il principio di funzionamento La costruzione elettromeccanica Motori passo-passo unipolari e bipolari Schema elettrico Criteri di progetto Scheda alimentazioni :Perché bufferere i segnali Criteri di progetto L’amplificatore Fine corsa ottici Descrizione funzionamento Disposizione componenti La scheda di logica: Funzionamento Quest’anno la classe 5a Aen di indirizzo elettronico, si è proposta di sviluppare un progetto riguardante il controllo automatico di una centrale di generazione elettrica comprendente tre bacini ed un sistema di generazione di tensione tramite alternatore azionato dall’acqua in caduta.
Descrizione generale del progetto Per simulare le reali azioni che si svolgono all’interno di tale sistema si è pensato di utilizzate tre bacini artificiali collegati tra loro da tubature. Tramite queste condotte forzate l’energia potenziale dell’acqua è trasformata in energia cinetica facendola cadere da un punto di altezza maggiore rispetto all’altro, l’impatto con le pale di un alternatore fa si che l’energia cinetica venga a sua volta trasformata in energia elettrica controllata e regolata da alcuni dispositivi (alimentatori switching e stabilizzatori) trattati in dettaglio in altri paragrafi. L’energia elettrica generata da questo alimentatore sarà in grado di alimentare tutto il sistema di controllo che comprende: pompa di ricircolo (per riportare l’acqua nel bacino di raccolta posto ad altezza maggiore), valvole (che simulano le serrande in una diga reale, in grado di regolare il flusso dell’acqua), controllo livelli, e telecamera motorizzata per il controllo remoto visivo di tutto il progetto (trattata in dettaglio in questa documentazione). Tutto il sistema potrà essere visualizzato e controllato su un video che potrà essere o lo stesso schermo del Computer controllore, oppure una qualsiasi televisione a colori o in bianco e nero. La logica di controllo di tutta la diga, controllo livelli, apertura chiusura valvole, telecamera motorizzata ed energia prodotta sarà monitorata e comandata da un calcolatore. La particolarità del progetto sta nel fatto che tra PC e diga non avremo connessioni metalliche, bensì i dati necessari saranno trasmessi o nell’etere o in fibra ottica. La scelta avverrà in base alle necessità richieste sia per quanto riguarda la velocità di trasmissione sia per quanto riguarda l’utilità.
Le telecamere Si è pensato di introdurre un dispositivo in grado di controllare direttamente in tempo reale la situazione all’interno dei bacini e nella zona sottostante. La soluzione più soddisfacente si è dimostrata essere l’introduzione di una telecamera. Come già accennato l’immagine video potrà essere ricevuta sia da un qualsiasi televisore sia direttamente dal Computer. L’immagine sarà ripresa da una coppia di telecamere: una a colori ed una a raggi infrarossi che, anche in mancanza di luce, ci renderà possibile il controllo della situazione. La commutazione del segnale video da una all’altra telecamera è resa possibile da un piccolo dispositivo trattato in dettaglio in allegato a questa documentazione.
E’ già noto che i bacini saranno situati in posizioni differenti, quindi per riprendere la situazione simultaneamente nei diversi bacini distanti tra loro, gli obiettivi sono stati montati su una piattaforma girevole controllata sempre dallo stesso Personal Computer.
Il movimento e la trasmissione video di questa parte di progetto non viene ad interagire con il controllo degli stati dei componenti interni alla diga, per questo motivo la maschera di controllo sul Computer sarà autonoma e indipendente dal resto del sistema. Anche le trasmissioni dei dati digitali ed analogici sono indipendenti. Per quanto riguarda la trasmissione video l’immagine sarà trasmessa ad una frequenza di 2 Ghz, ricevuta da un decoder satellitare e convertita in segnale video. Il movimento rotatorio della piattaforma è generato da un motorino passo-passo che rende possibile una precisione millimetrica (trattato in dettaglio ai paragrafi seguenti). Ci sarà in ogni momento possibile conoscere la posizione della piattaforma grazie all’impiego di un encoder che restituirà una tensione al PC di valore direttamente proporzionale allo spostamento della piattaforma. Grazie a questo valore, il software potrà calcolare di quanti gradi spostare la telecamera per raggiungere il valore selezionato e soprattutto il verso in cui dovrà muoversi. Per ulteriori dettagli vedi la parte software.
Osservando lo schema a blocchi rappresentante il funzionamento generale, ci è possibile capire rapidamente il funzionamento e le modalità di controllo e azionamento del motorino. Il Computer e il sistema è messo in comunicazione tramite 4 segnali. Due segnali d’ingresso e due di uscita. Uno dei segnali uscenti dal calcolatore è utilizzato per abilitare il motorino a compiere movimenti. Essendo un segnale digitale presenterà solo 2 livelli logici: alto (5V) oppure basso (0V), che chiameremo "Enable". Per convenzione sarà chiamato ENPC per indicare L’Enable proveniente dal Computer poiché All’interno del controllo di posizione avremo un secondo segnale di Enable proveniente dalla scheda di logica (vedi scheda di logica). Questo perché il segnale di abilitazione verrà messo in relazione con altri 4 segnali e non andrà direttamente ad interagire sulla scheda di azionamento del motorino passo passo. Il secondo segnale uscente dal calcolatore è un segnale digitale responsabile della scelta della direzione in cui dovrà ruotare la piattaforma delle telecamere. Anche questo entrerà nella scheda di logica e andrà ad interagire sugli stati logici di uscita della stessa scheda. Per convenzione verrà chiamato questo segnale DIRPC per evitare di fare confusione con il vero segnale di direzione che andrà ad agire sulla scheda di azionamento del motorino. Prenderemo dunque in considerazione il fatto che il motorino si muoverà in senso antiorario se il bit di direzione sarà uno 0 logico. Viceversa se sarà un 1 logico. Se non ci fosse un punto di riferimento che restituisce la posizione della telecamera il computer potrebbe a questo punto muovere il motorino ma non saprebbe quanto muoverlo e in quale direzione. Ad esempio, supponiamo che il secondo bacino di raccolta d’acqua si trovi ad una posizione di 70° rispetto allo "zero" della nostra piattaforma. Il computer dovrebbe essere in grado di muovere la telecamera fino a 70° ma non sapendo dove si trova nel momento della partenza non saprebbe di quanto spostarsi ne tantomeno in quale senso di rotazione muoversi. Per questo motivo è stato inserito un traduttore di posizione (Encoder) che grazie ad una scheda di controllo degli impulsi in uscita dalla stessa ci restituirà una tensione direttamente proporzionale alla posizione della telecamera. Convenzionalmente si è dimensionato tutto il sistema in modo che la tensione di questo segnale aumenti di 1 volt ogni 10°. Verrà presa come riferimento la posizione di partenza 0° corrispondente ad una tensione di 0V fino ad una di 9V corrispondente a 90°. Questo sarà un segnale d’ingresso del Computer, il software elaborerà questo valore e riconoscerà la posizione effettiva della piattaforma. In questo modo saprà quale direzione dovrà abilitare e per quanto tempo. Per riconoscere in modo immediato questo ingresso, verrà chiamato e marchiato sulla scheda "Sig1". Come vedremo, il "Sig1" non entrerà direttamente nel PC appena elaborato dalla scheda di controllo Encoder bensì, verrà introdotto su una parte della scheda alimentazione dove è stato montato un sistema amplificatore e condizionatore del segnale. A causa dei numerosi disturbi generati dagli avvolgimenti del motorino passo passo, è stato necessario aggiungere una serie di blocchi in cascata all’amplificatore, in grado di filtrare gli eventuali disturbi che andrebbero a interferire nel normale funzionamento del sistema soprattutto per quanto riguarda l’acquisizione dati del Computer. In seguito verranno ampiamente approfondite le cause d’instabilità degli impulsi encoder che si sono dimostrate non essere causate solamente dagli avvolgimenti. Teoricamente, se tutta l’apparecchiatura funzionasse in modo perfetto, il computer conoscerebbe in ogni momento istante per istante la reale posizione della telecamera e potrebbe muovere con estrema precisione la piattaforma. Come sappiamo, questo non è possibile nella realtà soprattutto per quanto riguarda l’acquisizione del dato Sig1. Supponiamo, per esempio, di dover inizializzare il sistema, cioè di trovarci nella situazione in cui tutti i componenti non sono alimentati, il motorino è disabilitato e il computer non riconosce la reale posizione della telecamera poiché l’encoder non restituisce nessun valore. Nel momento in cui viene alimentato il sistema, il Sig1 potrebbe restituire un qualsiasi valore di tensione che il calcolatore potrebbe interpretare in una qualsiasi posizione della telecamera. Per questo motivo è stato necessario introdurre un piccolo dispositivo che successivamente ad una transizione della tensione di alimentazione intervenisse bloccando tutti i dati e portando la piattaforma nella posizione 0°. Questa posizione verrà riconosciuta al raggiungimento di un sensore di posizione (trattato in dettaglio alle pagine seguenti), che, attivato, resetterà il Sig1. In questo modo il PC riconoscerà la reale posizione della telecamera. Il dispositivo di "Settaggio a zero" restituirà un segnale contrassegnato con Sig2, mentre il segnale che andrà a resettare l’uscita dell’encoder (Sig1), essendo prelevato dal fine corsa 1, verrà contrassegnato con "Reset" oppure "Fc1". Per inquadrare velocemente il sistema si faccia riferimento al disegno 2 dove viene rappresentato lo schema a blocchi semplificato del sistema di controllo di posizione e azionamento.
Ora verranno dettagliatamente descritte le modalità di funzionamento dei dispositivi utilizzati e delle schede di controllo progettate e realizzate.
Scheda di acquisizione ed elaborazione dati digitali Encoder Come già accennato è stato utilizzato un Encoder incrementale come trasduttore di posizione per rilevare istante per istante la posizione della telecamera e la velocità di rotazione del motorino. Per interfacciare i dati digitali uscenti dall’Encoder è stato necessario realizzare un dispositivo che in relazione al numero degli impulsi e alla sua successione generasse un segnale direttamente proporzionale alla posizione dell’obiettivo. Per comprendere nel migliore dei modi come questa scheda operi è necessario conoscere il funzionamento di un trasduttore di posizione, in particolare di un Encoder incrementale. Verrà inoltre accennato brevemente il concetto di sensore e trasduttore con i relativi principali parametri.
Introduzione Qualsiasi controllo di processo deve affidare il suo funzionamento a particolari dispositivi in grado di rilevare le grandezze fisiche da controllare. I dispositivi, in grado di rilevare tali grandezze, sono detti sensori o trasduttori. Nel gergo corrente sembra che i due termini abbiano assunto lo stesso significato ma nel senso letterario e tecnico si attribuisce a ciascuno una precisa e specifica funzione.
Sensore Si definisce sensore un dispositivo sensitivo o elemento sensibile in grado di rilevare le variazioni di una grandezza fisica (temperatura, umidità, pressione, posizione, luminosità, velocità di rotazione ecc.), e di fornire in uscita un’altra grandezza fisica (resistenza, capacità ecc.) senza l’utilizzo di fonti di energia esterna come mostrato nella figura sotto.
Ad esempio il mercurio usato nei termometri per rilevare la temperatura, è un sensore perché, ad una variazione della temperatura in ingresso, corrisponde in uscita una variazione proporzionale di volume.
Un potenziometro a slitta (slider) è un altro esempio di sensore, poiché a spostamenti lineari del cursore mobile corrispondono variazioni proporzionali della esistenza
Un termistore NTC (Negative Temperature Coefficient) è un sensore di temperatura. Il valore della resistenza, misurato ai suoi capi, è funzione della temperatura, poiché ad un aumento della temperatura corrisponde una diminuzione del valore della resistenza.
Trasduttore Un controllo di processo è costituito normalmente da circuiti elettrici che non possono utilizzare direttamente la grandezza fisica presente all’uscita del sensore. Pertanto, in molte applicazioni è necessario trasformare la grandezza fisica presente all’uscita del sensore in una grandezza di natura elettrica, generalmente una tensione o una corrente, direttamente manipolabile dal controllo di processo. Il dispositivo che opera la conversione fa uso di energia esterna come mostrato nella figura sotto riportata. La resistenza della NTC, indicata con RNTC (T), è trasformata dal convertitore di tensione V(T) = RNTC (T) x I, prelevando energia elettrica dal generatore di corrente costante.
Il sensore e il convertitore formano nel loro insieme un trasduttore che trasforma l’energia termica in ingresso in energia elettrica utilizzabile in uscita.
Nel caso specifico del trasduttore di figura sopra, la variazione di energia termica si manifesta con una variazione dello stato termodinamico del sensore, misurabile attraverso la variazione della temperatura. In uscita la variazione di energia elettrica si manifesta con la variazione dello stato elettrico del dispositivo rilevabile attraverso la variazione della tensione agli estremi della NTC. Un trasduttore di buona qualità deve possedere molteplici requisiti, non ultimo quello relativo al costo. Le principali caratteristiche, fornite dalla casa costruttrice, sono:
In seguito le grandezze fisiche d’ingresso saranno indicate con I mentre quelle di uscita con U. Caratteristica di trasferimento Si definisce caratteristica di trasferimento di un trasduttore la relazione matematica esistente tra la grandezza d’uscita e quella d’ingresso. Se si riporta su un piano cartesiano la grandezza d’uscita in funzione di quella d’ingresso si ottiene un grafico del tipo di quello riportato in figura a). Dal grafico si evidenzia che un generico punto Pi dà la corrispondenza tra il valore della grandezza d’ingresso Ii rispetto al corrispondente valore assunto dalla grandezza d’uscita Ui. Se la caratteristica di trasferimento di un trasduttore di precisione è lineare, allora la variazione della grandezza d’uscita (variabile dipendente) è direttamente proporzionale a quella d’ingresso (variabile indipendente). In generale però la caratteristica non è lineare e può non passare per l’origine (fig. b) Se la caratteristica presenterà linearità solo in una ristretta fascia di valori, è opportuno utilizzare il trasduttore solo nel range di intervallo che risulta lineare, anche se si riduce il campo di lavoro (fig c).
L’equazione matematica che rappresenta la caratteristica di un trasduttore lineare deve essere del tipo y = m x se la retta passa per l’origine (fig sotto a), o del tipo y = m x + k se la retta non passa per l’origine e interseca l’asse y nel punto di coordinare P(0 , K) (fig sotto b).
La linearità è il parametro del trasduttore che evidenzia l’errore (o deviazione) tra la caratteristica ideale teorica (funzione lineare) e la reale curva di trasferimento del trasduttore. La deviazione è calcolata rispetto alla retta d’equazione y = m x + k che meglio approssima la caratteristica reale del trasduttore.
In realtà, poiché non esiste uno standard definito di tale parametro, i costruttori forniscono definizioni di linearità diverse: alcuni considerano la retta passante per i due estremi, mentre altri calcolata con il metodo dei minimi quadrati. Si definisce sensibilità S di un trasduttore il rapporto tra la variazione della grandezza d’uscita D U (presumibilmente grande) e la variazione di quella d’ingresso che la provoca (possibilmente piccola). Si ha:
Un buon trasduttore deve avere una grande sensibilità, ossia ad una piccola variazione della grandezza d’ingresso deve corrispondere una grande variazione di quella di uscita. Se la caratteristica di funzionamento ha un coefficiente angolare molto elevato il trasduttore ha una buona sensibilità perché, a parità di variazione della grandezza d’ingresso, la variazione di quella d’uscita è massima.
La sensibilità del trasduttore per la caratteristica rappresentata dalla curva 2 è maggiore di quella di un trasduttore avente come caratteristica la curva 1 perché, a parità della variazione della grandezza d’ingresso D I, risulta D U2 > D U1. Se la caratteristica è lineare, la sensibilità è costante in tutta la gamma (range) di funzionamento.
Si definisce range di funzionamento o campo di lavoro la differenza tra il valore massimo e quello minimo che può assumere la grandezza d’ingresso. Questa caratteristica, fornita generalmente dal costruttore, rappresenta il campo (range) di funzionamento ottimale entro il quale sono garantite le prestazioni del trasduttore, comprese la linearità e l’integrità.
Si definisce tempo di risposta il tempo impiegato dal trasduttore a raggiungere un valore di regime conforme a quello della grandezza d’ingresso, quando quest’ultima subisce una variazione improvvisa. Il tempo di risposta è un parametro dinamico, dovuto all’inerzia del dispositivo. Nella pratica il tempo di risposta è il tempo necessario perché l’uscita raggiunga il 90% ¸ 98% del valore finale.
Molti trasduttori hanno una caratteristica non univoca, nel senso che essa è diversa a seconda che la grandezza d’ingresso vari da un valore minimo a uno massimo o viceversa. Un trasduttore ideale non presenta isteresi e la sua caratteristica è unica.
La risoluzione è la minima variazione della grandezza d’ingresso in grado di provocare una variazione percettibile su quella d’uscita. Se è riferita alla sola grandezza d’uscita, esprime il rapporto, formulato in percentuale, tra la minima variazione della grandezza d’uscita e il valore di fondo scala.
Un buon trasduttore presenta una risoluzione molto bassa.
Criteri pratici di scelta dei trasduttori Un trasduttore ideale dovrebbe avere le seguenti specifiche:
In realtà un generico trasduttore presenta solo qualcuna di queste specifiche. E’ compito del progettista scegliere il dispositivo che meglio si adatta all’apparato da realizzare. In ogni caso nella scelta non si può prescindere dal costo e dalla reperibilità del componente per eventuali, e a volte inevitabili, interventi di riparazione. Spesso la scelta di un trasduttore risulta condizionata da un compromesso tra le varie specifiche. In generale un buon trasduttore deve avere le seguenti specifiche:
Classificazione dei trasduttori Esistono classificazioni diverse dei trasduttori, ognuna delle quali è riferita a elementi particolari presi in considerazione, quali il tipo del segnale di uscita, il principio fisico di funzionamento, la natura della grandezza d’ingresso, ecc. Una prima classificazione dei trasduttori, basata sulla presenza o meno di una fonte di energia esterna necessaria al loro funzionamento, li distingue in:
Una classificazione basata sul tipo del segnale d’uscita porta a distinguere i trasduttori in:
Alcuni trasduttori digitali forniscono in uscita un segnale formato da un treno di impulsi. Sono costituiti da un dispositivo emettitore di radiazione luminosa o infrarossa, detto anche trasmettitore, da un ricevitore e da un disco forato che ruota a velocità dipendente dalla applicazione specifica in cui il dispositivo è utilizzato. Il trasmettitore e il ricevitore sono posti sullo stesso asse (che risulta ortogonale al disco) in modo che il raggio emesso dal trasmettitore passa attraverso uno dei fori e raggiunga il ricevitore che lo trasforma in un segnale elettrico. La frequenza del treno d’impulsi all’uscita del ricevitore dipende dalla velocità di rotazione del disco e dal numero dei fori.
La classificazione più comune e forse più significativa dei trasduttori è fatta in base alla grandezza fisica che esso deve rilevare. In base a tale classificazione, riferita alle grandezze fisiche, si hanno:
Il tipo di trasduttore utilizzato si classifica in trasduttore di posizione, digitale e passivo poiché necessita di una tensione di alimentazione. Vedremo ora in modo abbastanza dettagliato come funziona un "Encoder", quanti tipi esistono, vantaggi, svantaggi e modalità d’impiego.
Sono trasduttori che generano un segnale elettrico impulsivo, funzione della lettura di un valore codificato su un disco rotante o su una scala con movimento rettilineo. Sono di due tipi: encoder incrementali e encoder assoluti.
- Encoder incrementali Un esempio semplificato di encoder incrementale è illustrato in figura sotto.
Nella forma più semplice è costituito da: una sorgente di luce, che consiste generalmente in una lampada o in un LED; un disco rotante, con una serie di settori alternativamente opachi e trasparenti disposti secondo una corona circolare; un sensore fotoelettrico che riceve la luce proveniente dalla sorgente, quando un settore trasparente ne permette il passaggio. In seguito alla rotazione del disco, passano davanti al sensore in successione settori opachi e settori trasparenti, determinando una successione di impulsi luminosi; il sensore li converte in una successione di impulsi elettrici. E’ possibile pertanto misurare sia la velocità di rotazione del disco, e quindi dell’albero solidale ad esso, sia gli spostamenti angolari rispetto ad una posizione di riferimento, contando il numero di impulsi in uscita. Il dispositivo descritto, detto anche a treno singolo d’impulsi, ha l’inconveniente di non permettere la rilevazione del verso di rotazione, per cui è usato nel caso di rotori che possono ruotare solo in un verso. Per individuare anche il verso di rotazione, si impiegano gli encoder incrementali a doppio treno d’impulsi. Essi sono costituiti come si vede nella figura a pagina seguente da due sensori congiunti, che determinano all’uscita due treni d’impulsi sfasati fra loro; in base allo sfasamento è possibile individuare il verso di rotazione. Infatti, se il verso di rotazione del disco è orario, la finestra F2 passa davanti al sensore S1 e successivamente al sensore S2: la tensione di uscita del sensore S1 passa a livello alto prima della tensione di uscita del sensore S2. Il contrario accade se il disco ruota in senso antiorario.
La risoluzione degli encoder dipende dal numero di fessure che è possibile realizzare sul disco, senza aumentarne eccessivamente le dimensioni; dischi del diametro da 5 cm a 10 cm possono avere alcune migliaia di settori trasparenti.
-Encoder assoluti. Gli encoder assoluti hanno la struttura di base degli encoder incrementali, però il disco ora è costituito da diverse corone circolari, divise in settori opachi e trasparenti; ogni settore è individuato da una parola binaria, fornita all’uscita da sensori fotoelettrici. Generalmente è impiegato il codice Gray. Sotto è riportato un esempio semplificato con parole a tre bit.
Con il disco nella posizione indicata i sensori leggono CBA = 010, valore che individua il settore che in quel momento passa in corrispondenza dei sensori; successivamente, se il disco ruota in senso orario, la nuova lettura sarà CBA = 110. E’ possibile così individuare la posizione angolare del disco, in misura tanto più precisa, quanto più è elevato il numero di bit della parola binaria, cioè quanto più grande è il numero dei sensori e delle corone circolari in cui è suddiviso il disco.
Gli encoder ottici hanno i seguenti vantaggi: non vi è contatto fra il sistema su cui viene fatta la rilevazione ed il dispositivo di traduzione, con assenza quindi di attriti ed usura di parti meccaniche; possibilità di avere frequenze elevate degli impulsi all’uscita, e quindi buona risoluzione; semplicità, linearità, precisione, valori soddisfacenti di tensione all’uscita che caratterizzano i dispositivi fotoelettrici; uscita digitale, che non richiede quindi l’impiego di un convertitore A/D per acquisire i dati. Gli inconvenienti sono: le dimensioni; l’influenza dei disturbi sui sistemi di conteggio associati agli encoder, nel caso di impiego in ambienti rumorosi; gli inconvenienti dei dispositivi fotoelettrici, la mancanza di stabilità a lungo termine, influenza della temperatura, limitata risposta in frequenza.
Sono impiegati per la rilevazione di:posizioni e spostamenti lineari; posizioni e spostamenti angolari; velocità di rotazione. Per la realizzazione di questo progetto è stato utilizzato un Encoder incrementale a treno singolo di impulsi.Sulla scheda di interfaccia dell’Encoder è stata montata una parte di regolazione di tensione perché questo trasduttore necessita di alimentazione estremamente stabilizzata a 5 Volt in continua. La mancata stabilità potrebbe generare disturbi i quali, a sua volta, andrebbero a provocare il malfunzionamento dei componenti in cascata all’encoder. Il modello in dotazione è fornito dalla RS. In seguito troviamo i dati tecnici principali, per maggiori informazioni verranno allegati data-sheet a riguardo.
Come già accennato, per il controllo della posizione della telecamera si è pensato di estrapolare un segnale analogico in tensione direttamente proporzionale all’ampiezza dell’angolo dell’obiettivo. Osservando lo schema a blocchi potremo notare le diversi fasi di elaborazione del dato digitale uscente dall’encoder: avendo a disposizione una serie di impulsi con frequenza proporzionale alla velocità si è pensato di utilizzarli come clock per azionare un contatore. Il dato digitale del contatore sarà poi convertito in analogico tramite un DAC. Una serie di amplificatori operazionali serviranno per condizionare, filtrare e amplificare questo segnale.
Verranno ora descritte in modo dettagliato le modalità di funzionamento e utilizzo dei componenti. Per conoscere il verso di rotazione dell’albero dell’encoder sono stati utilizzati entrambi i segnali: Sig.A e Sig.B. (vedi documentazione) Il contatore utilizzato possiede un piedino responsabile della modalità di conteggio, della direzione, del presettaggio: il 4029 fornisce in uscita un codice di 4 bit che può andare da 0000 a 1001, se settato in configurazione decadici mettendo il piedino n°9 a livello logico zero, oppure può andare da 0000 a 1111, se settato in configurazione binaria mettendo il piedino n°9 a livello logico 1. Il piedino n°10 è responsabile della direzione di conteggio, bensì se messo a livello logico 0 il contatore conta a ritroso, cioè da livello logico massimo a minimo. Giunto al minimo e sollecitato da un successivo colpo di clock il contatore si riporta a livello logico massimo (1111 se in binario, 1001 se in decadico). I piedini 4, 12, 13, 3 rispettivamente ingresso A, B, C, D permettono di presettare lo stato di partenza di conteggio portando semplicemente il piedino 1 (PE) a livello logico 1. Dopo un impulso su tale pin, il counter riporta sui piedini di uscita 6, 11, 14, 2 rispettivamente segnale QA, QB, QC, QD il medesimo codice e il counter è pronto a conteggiare se sollecitato da impulsi sul segnale di clock. Per realizzare un sistema di conteggio che raggiunga il livello massimo dopo un escursione della telecamera di più di 90° sono stati utilizzati due contatori 4029 in cascata in modalità binaria. In questo modo abbiamo a disposizione 8 bit: da 00000000 a 11111111 cioè 28 = 256 combinazioni possibili. Calcolando che l’encoder scelto fornisce un impulso a grado, per visualizzare un’ampiezza di 90° il counter verrà sollecitato da 90 impulsi di clock e in uscita avremo quindi lo stato 01011010. L’ampiezza massima misurabile sarà quindi di 256°, ampiezza che nella nostra applicazione non raggiungerà mai dal momento che i bacini saranno posizionati a 90° uno dall’altro. Il piedino di presettaggio è stato utilizzato per resettare i contatori: i piedini di preset di entrambi i contatori sono stati collegati a livello logico zero. I due piedini n° 1 sono stati collegati in parallelo a un dato di reset azionato qualora la piattaforma raggiunga l’ampiezza 0°. Inizialmente si era pensato di utilizzare direttamente il segnale di "set di zero" proveniente dall’encoder: Sig.C fornisce un impulso alto quando l’albero dell’encoder passa per una posizione precisa. Sostanzialmente avremmo posizionato questa posizione a zero gradi utilizzando questo segnale che avrebbe assunto la funzione di fine-corsa. Quando la telecamera sarebbe passata per quel punto il fronte di salita avrebbe azionato il reset dei contatori. Durante la realizzazione pratica però, si è notato che questa soluzione non poteva essere adottata dal momento che i componenti in questa tecnologia CMOS,se pur relativamente veloci, non lo erano a sufficienza per risentire di questa transizione e ogni qual volta la piattaforma passava per quel punto il reset non veniva azionato. Per questo motivo sono stati introdotti dei diversi tipi di fine corsa, inizialmente meccanici, poi ottici. Il riconoscimento del fine corsa è importante, come vedremo, per il reset della posizione, sia per quanto riguarda l’inizializzazione del sistema, sia per quanto riguarda l’esatto funzionamento della parte software.Vedere la documentazione a riguardo in seguito. Il piedino n°10, responsabile del conteggio up/down (su/giù) è stato utilizzato per selezionare il verso di direzione della piattaforma. E’ stato necessario elaborare un sistema che fornisse un segnale in uscita a livello alto qualora la piattaforma girasse in senso orario e viceversa un segnale 0. Questo segnale sarà collegato al piedino up/down in modo che abiliterà il conteggio avanti se ruoterà in senso orario e il conteggio indietro se la telecamera girerà in senso antiorario. Come già accennato nella sezione relativa alla descrizione dei trasduttori, l’encode fornisce in uscita 2 segnali: uno sfasato di 90° rispetto all’altro. Questo ci permetterà di conoscere il verso di rotazione: utilizzando un dispositivo che risenta in ingresso di entrambi i segnali, se l’encoder girerà in senso orario il segnale A arriverà prima del segnale B. Viceversa se il verso sarà l’opposto. Per realizzare un sistema di questo tipo è stato utilizzato un flip/flop di tipo D. Osservando lo schema noteremo che il segnale Sig.A dell’encoder è stato collegato in parallelo al clock del contatore e all’ingresso D del flip/flop. Questo segnale fornirà costantemente il clock al 4029. Il Sig.B sarà collegato all’ingresso di clock del flip/flop. Osserviamo il diagramma temporale e la tabella di verità del flip/flop riportati sotto:
Il flip/flop utilizzato, 7474 è un Positive Edge Triggered (PET) in altre parole commuta solamente sui fronti di salita come mostrato nel diagramma sopra. Facendo riferimento al diagramma temporale, notiamo che se l’encoder viene fatto ruotare in senso orario al Flip/Flop arriva per prima il segnale A cioè il dato D si porta a livello logico 1 prima del clock. Lo stesso segnale è collegato simultaneamente al clock del contatore. Nell’istante immediatamente successivo, il segnale B passa a livello logico 1. Il Flip/flop risentendo di questa transizione commuta il suo valore d’uscita da 0 a 1. Questo segnale è comune al piedino up/down del contatore che lo abiliterà al conteggio avanti. Un successivo spostamento dell’encoder nella medesima direzione non modificherà lo stato logico d’uscita del Flip/flop, il counter resterà abilitato al conteggio avanti e il segnale A continuerà a fare avanzare gli stati di conteggio del contatore. Qualora venga invertito il verso di rotazione dell’encoder, al Flip/Flop arriverà prima il segnale B del segnale A. In questo modo l’uscita passerà a livello logico 0 perché ad ogni transizione positiva del segnale B il segnale A è a livello logico 0. (senso antiorario, leggere il diagramma temporale da destra verso sinistra).
A questo punto avremo progettato un sistema in grado di fornire in uscita una parola di 8 bit che riproduca in forma digitale il numero di impulsi dell’encoder e quindi la posizione della piattaforma.
Per la conversione di questa parola digitale in analogica si è utilizzato un convertitore DAC0800 della National semiconductor (vedi documentazione allegata). Questo semplice dispositivo accetta in ingresso parole di 8 bit e, se pur di costo relativamente basso, fornisce una precisione soddisfacente. Fornisce 2 uscite complementari in corrente rispettivamente sul piedino 2 e 4, per questo motivo è stato introdotto in cascata un amplificatore operazionale (LF351) in configurazione di convertitore corrente – tensione. Gli entrambi circuiti integrati necessitano di alimentazione duale, per questo motivo sulla scheda troveremo l’alimentazione contrassegnata con "–12V" "0" "+12". In fase di sperimentazione di questa sezione è stata estremamente laboriosa a causa dei disturbi e del mancato e corretto funzionamento del convertitore. Dopo varie prove si sono raggiunti risultati più che soddisfacenti, introducendo condensatori di filtro e trimmer di precisione per la regolazione della tensione di riferimento e per la regolazione dell’off-set. Sempre durante la fase di sperimentazione sono emersi numerosi problemi di funzionamento e soprattutto stabilità. Durante la prova delle singole parti (cioè della sola scheda di decodifica dei segnali encoder) si è notato che talvolta il cambio di direzione di conteggio non era regolare. Poteva succedere che il flip/flop non commutasse oppure che gli impulsi di clock venissero attenuati con un relativo errato conteggio. Questo per il semplice fatto che l’encoder non forniva una corrente sufficiente necessaria per il pilotaggio di entrambi i componenti (7474 e 4029). La soluzione più veloce ed efficiente a questo problema si è dimostrata nell’introduzione di due transistor polarizzati in modalità di switching on-off. Inizialmente si era pensato a due 2N2222 ma successivamente sostituiti con 2 BC337 dalla maggiore velocità di commutazione. La stabilità di funzionamento si è dimostrata il problema più grave di questa sezione. Dopo aver montato motorino e encoder si è notato che in uscita alla scheda encoder avevamo a disposizione una tensione proporzionale all’ampiezza solo se movendo la piattaforma manualmente. Nel momento in cui la piattaforma veniva azionata dal motorino, lo stesso segnale raccoglieva i numerosi disturbi generati dagli avvolgimenti del motorino. Inizialmente si pensò al motorino come causa principale di questo "rumore". Dopo l’introduzione di filtri passa basso non si ottennero risultati soddisfacenti. Anche l’alimentazione della stessa scheda fu messa sotto controllo ma senza notevoli miglioramenti. Osservando gli sbalzi di questo segnale sullo schermo di un oscilloscopio è stato possibile notare che queste improvvise transizioni dal livello massimo a zero non erano generate dagli avvolgimenti del motorino bensì dagli spostamenti a scatti dell’albero rotante. Il motorino passo passo si differenzia per la sua grande precisione, ma tenendo una velocità di rotazione bassa, l’albero si sposta in modo poco lineare, cioè, si sposta a scatti di un passo o mezzo-passo (vedi documentazione relativa al comando motorino) ad ogni impulso di clock. Qualora il clock sia molto lento la velocità risulterà altrettanto lenta con il relativo movimento graduato, aumentando la frequenza del clock anche la velocità aumenterà, con uno spostamento più lineare e meno graduato. Il segnale uscente si è dimostrato molto preciso in condizioni di velocità maggiore. I continui movimenti a "colpi" del motorino mosso a bassa velocità provoca un malfunzionamento del trasduttore di posizione compromettendo la giusta e regolare decodifica del dato in analogico. Osserviamo, infatti, nella figura a pagina seguente la riproduzione dello schermo dell’oscilloscopio sul quale era possibile visualizzare continui sbalzi e transizioni improvvise.
La soluzione più veloce ed efficace sarebbe stata quindi quella di aumentare la velocità se non si fosse presentato un ulteriore problema. Per prima cosa il progetto necessita di una visione dell’area lenta, cioè l’obbiettivo deve muoversi relativamente lentamente per monitorare la situazione in tutta l’area. Per seconda cosa si è notato un ulteriore malfunzionamento relativo al segnale d’uscita dalla scheda encoder: spostando a velocità sostenuta la piattaforma in senso orario il segnale analogico di uscita cresce in modo regolare e proporzionale all’angolo, invertendo il senso di rotazione mantenendo la stessa velocità si è notato però che il segnale decresceva con una velocità inferiore non più proporzionale all’angolo ma con una pendenza minore. Si pensò che questo difetto fosse generato nuovamente dalla scarsa velocità di commutazione dei componenti interni (F/F e Counter).
Spiegazione per punti sulla traccia: La figura a pagina precedente, rappresenta l’andamento del segnale uscente dalla scheda encoder. E’ importante tenere presente che la velocità di rotazione è in questo caso mantenuta costante, verrà solamente invertito il senso di rotazione. Fino al punto contrassegnato con la lettera A il valore di tensione del segnale in uscita è a 0V cioè la piattaforma si trova a 0°. La telecamera viene successivamente azionata in senso orario e rispettivamente la tensione sale in modo proporzionale all’ampiezza fino a che il counter raggiunge il valore 11111111 relativo a 256 impulsi di clock ovvero 256° (punto B). Il motorino non viene fermato e continua la sua rotazione nel medesimo verso; il counter riparte dal valore 00000000 e il segnale d’uscita si riporta giustamente a valore 0V. Torna a valore massimo (punto C) finche non viene arrestato e la tensione di uscita si mantiene costante fino al punto D. A questo punto viene invertito il verso di rotazione (mantenendo la medesima velocità) e notiamo che la pendenza è diminuita, cioè se prima la tensione variava di un volt ogni 10 gradi, ora la tensione si abbassa di una tensione inferiore con un relativo allargamento temporale. Se prima per compiere un giro quasi completo il contatore ha compiuto due cicli di conteggio, ora per tornare alla posizione di partenza è stato sufficiente un ciclo. Il punto E è la posizione di zero gradi dove il senso viene nuovamente invertito fino al punto F dove viene arrestato. Nel punto G il motorino viene fatto ruotare in senso contrario ed è possibile vedere ulteriormente la pendenza diversa durante la salita e la discesa. Come già accennato, si pensò al ritardo di commutazione del Flip/Flop e del Contatore come principale causa del problema. Continuando con la sperimentazione in laboratorio si verificò che collegando lo schermo del cavo dell’encoder a massa il malfunzionamento scomparse.
Si è quindi trovata una velocità media che soddisfacesse le esigenze della telecamera (cioè mantenedo una velocità non troppo elevata in modo da garantire una precisa scansione dell’immagine) e non producesse disturbi nel segnale d’uscita. Per maggiori informazione su filtri adottati vedere la documentazione relativa alla scheda alimentazioni.
Fino a questo punto è stato realizzato un sistema in grado di trasformare l’ampiezza dell’angolo della telecamera in una tensione. Come già accennato però, è emerso il problema di inizializzazione del sistema: supponiamo che tutti i componenti non siano alimentati (counter resettato perché in assenza di memoria dinamica) e la piattaforma si trovi in una posizione casuale. (supponiamo 40°) Nel momento in cui verrà data l’alimentazione, il contatore non avrà ricevuto alcun impulso di clock e quindi presenterà in uscita il codice 00000000. Questa parola verrà quindi convertita in analogico in una tensione altrettanto nulla (corrispondente e proporzionale alla parola uscente dal contatore). Il PC riconoscendo questa tensione la interpreterà in un angolo fittizio (in questo caso l’angolo 0°) che non è l’angolo reale della telecamera perché, come sappiamo, la piattaforma si trovava (in assenza di tensione) in una posizione casuale. Continuando in questo modo col processo e volendo far muovere la telecamera a 10°, il PC abiliterà il comando di movimento avanti al motorino che effettivamente si sposterà di 10°. In realtà però l’obiettivo non sarà rivolto a 10°, bensì a 10° più l’iniziale posizione di partenza. (nel nostro caso sarà dunque 50°) A questo proposito è stata introdotto quindi una dispositivo in grado di risentire di una transizione nella tensione di alimentazione ed azionare la telecamera fino alla posizione di 0° che sarà riconosciuta dall’azionamento di un fine corsa. In questo modo, ogni qual volta venga fornita alimentazione la piattaforma si sposterà nella posizione di partenza. Il progetto di questo dispositivo prevede l’utilizzo di un NE555 in configurazione di multivibratore monostabile. Il segnale d’uscita, qualora sollecitato da un picco nell’alimentazione, si porta a valore logico 1 per un tempo regolabile da un trimmer. Il tempo dovrà essere sufficiente a riportare la telecamera nella posizione zero in qualsiasi punto si trovi la piattaforma. Questo tempo sarà calcolato in relazione alla velocità del motorino e alla corsa che dovrà compiere. Nel progetto bisognerà considerare il caso estremo, cioè il caso in cui la piattaforma si trovi nell’ampiezza massima raggiungibile. Se per esempio la telecamera impiegasse 10 secondi a compiere l’intero raggio d’azione si imposterà un tempo di reset di circa 11 secondi. Nel caso in cui la piattaforma impieghi minor tempo perché in posizione di partenza più vicina allo 0°, la telecamera si fermerà non appena il fine corsa verrà azionato. Sulla scheda è stata necessaria l’introduzione di uno stabilizzatore di tensione che regolasse l’alimentazione dell’encoder a 5V. Un’errata (cioè una tensione differente da 5V) o instabile alimentazione potrebbe comportare o il malfunzionamento o addirittura il danneggiamento del trasduttore. Per la gestione della logica dei segnali di "enable" e "direction" entranti nella scheda di controllo del motorino passo passo si è introdotta una scheda di logica a porte nand. Questa scheda provvederà a gestire i movimenti e la direzione del motorino in base ai cinque segnali entranti: l’"enable" e la direzione provenienti dal PC, il segnale di reset proveniente dall’NE555 e i 2 segnali dei fine corsa ottici (uno a 0° e l’altro a circa 300°) (vedi scheda di logica)
Lo schema alle pagine seguenti chiarisce la disposizione dei componenti sulla basetta; verranno ora elencati e spiegati brevemente. Le tracce verdi sono le poligonali presenti sul lato saldature, quelle rosse rappresentano le poligonali sul lato componenti.
LF351 Wide Bandwidth JFET Input Operational Amplifier General Description The LF351 is a low cost high speed JFET input operational amplifier with an internally trimmed input offset voltage (BI-FET II TM technology). The device requires a low supply current and yet maintains a large gain bandwidth product and a fast slew rate. In addition, well matched high voltage JFET input devices provide very low input bias and offset currents. The LF351 is pin compatible with the standard LM741 and uses the same offset voltage adjustment circuitry. This feature allows designers to immediately upgrade the overall performance of existing LM741 designs. The LF351 may be used in applications such as high speed integrators, fast D/A converters, sample-and-hold circuits and many other circuits requiring low input offset voltage, low input bias current, high input impedance, high slew rate and wide bandwidth. The device has low noise and offset voltage drift, but for applications where these requirements are critical, the LF356 is recommended. If maximum supply current is important, however, the LF351 is the better choice. Features
Application Hints The LF351 is an op amp with an internally trimmed input offset voltage and JFET input devices (BI-FET II TM ). These JFETs have large reverse breakdown voltages from gate to source and drain eliminating the need for clamps across the inputs. Therefore, large differential input voltages can easily be accommodated without a large increase in input current. The maximum differential input voltage is independent of the supply voltages. However, neither of the input voltages should be allowed to exceed the negative supply as this will cause large currents to flow which can result in a destroyed unit. Exceeding the negative common-mode limit on either input will force the output to a high state, potentially causing a reversal of phase to the output. Exceeding the negative common-mode limit on both inputs will force the amplifier output to a high state. In neither case does a latch occur since raising the input back within thecommon-mode range again puts the input stage and thus the amplifier in a normal operating mode. Exceeding the positive common-mode limit on a single input will not change the phase of the output; however, if both inputs exceed the limit, the output of the amplifier will be forced to a high state. The amplifier will operate with a common-mode input voltage equal to the positive supply; however, the gain band width and slew rate may be decreased in this condition. When the negative common-mode voltage swings to within 3V of the negative supply, an increase in input offset voltage may occur. The LF351 is biased by a zener reference which allows normal circuit operation on g 4V power supplies. Supply voltages less than these may result in lower gain bandwidth and slew rate. The LF351 will drive a 2 kXload resistance to g 10V over the full temperature range of 0 §C toa70 §C. If the amplifieris forced to drive heavier load currents, however, an increase in input offset voltage may occur on the negative voltage swing and finally reach an active current limit on both positive and negative swings. Precautions should be taken to ensure that the power supply for the integrated circuit never becomes reversed in polarity or that the unit is not inadvertently installed back- wards in a socket as an unlimited current surge through the resulting forward diode within the IC could cause fusing of the internal conductors and result in a destroyed unit. As with most amplifiers, care should be taken with lead dress, component placement and supply decoupling in order to ensure stability. For example, resistors from the output to an input should be placed with the body close to the input to minimize ``pick-up'' and maximize the frequency of the feedback pole by minimizing the capacitance from the input to ground. A feedback pole is created when the feedback around any amplifier is resistive. The parallel resistance and capacitance from the input of the device (usually the inverting input) to AC ground set the frequency of the pole. In many instances the frequency of this pole is much greater than the expected 3 dB frequency of the closed loop gain and consequently there is negligible effect on stability margin. However, if the feedback pole is less than approximately 6 times the expected 3 dB frequency a lead capacitor should be placed from the output to the input of the op amp. The value of the added capacitor should be such that the RC time constant of this capacitor and the resistance it parallels is greater than or equal to the original feedback pole time constant.
LM158/LM258/LM358/LM2904 Low Power Dual Operational Amplifiers General Description The LM158 series consists of two independent, high gain, internally frequency compensated operational amplifiers which were designed specifically to operate from a single power supply over a wide range of voltages. Operation from split power supplies is also possible and the low power supply current drain is independent of the magnitude of the power supply voltage. Application areas include transducer amplifiers, dc gain blocks and all the conventional op amp circuits which now can be more easily implemented in single power supply systems. For example, the LM158 series can be directly operated off of the standard a5V power supply voltage which is used in digital systems and will easily provide the required interface electronics without requiring the additional g 15V power supplies.
Unique Characteristics
Advantage.
Features
Connection Diagrams
Absolute Maximum Ratings If Military/Aerospace specified devices are required, please contact the National Semiconductor Sales Office/Distributors for availability and specifications.
Application Hints The LM158 series are op amps which operate with only a single power supply voltage, have truedifferential inputs, and remain in the linear mode with an input common-mode voltage of 0 V DC . These amplifiers operate over a wide range of power supply voltage with little change in performance characteristics. At 25 §C amplifier operation is possible down to a minimum supply voltage of 2.3 V DC . Precautions should be taken to insure that the power supply for the integrated circuit never becomes reversed in polarity or that the unit is not inadvertently installed backwards in a test socket as an unlimited current surge through the resulting forward diode within the IC could cause fusing of the internal conductors and result in a destroyed unit. Large differential input voltages can be easily accommodated and, as input differential voltage protection diodes are not needed, no large input currents result from large differential input voltages. The differential input voltage may be larger than V a without damaging the device. Protection should be provided to prevent the input voltages from going negative more than b0.3 V DC (at 25 §C). An input clamp diode with a resistor to the IC input terminal can be used. To reduce the power supply current drain, the amplifiers have a class A output stage for small signal levels which converts to class B in a large signal mode. This allows the amplifiers to both source and sink large output currents. Therefore both NPN and PNP external current boost transistors can be used to extend the power capability of the basic amplifiers. The output voltage needs to raise approximately 1 diode drop above ground to bias the on-chip vertical PNP transistor for output current sinking applications. For ac applications, where the load is capacitively coupled to the output of the amplifier, a resistor should be used, from the output of the amplifier to ground to increase the class A bias current and prevent crossover distortion. Where the load is directly coupled, as in dc applications, there is no crossover distortion. Capacitive loads which are applied directly to the output of the amplifier reduce the loop stability margin. Values of 50 pF can be accomodated using the worst-case non-inverting unity gain connection. Large closed loop gains or resistive isolation should be used if larger load capacitance must be driven by the amplifier. The bias network of the LM158 establishes a drain current which is independent of the magnitude of the power supply voltage over the range of 3 V DC to 30 V DC . Output short circuits either to ground or to the positive power supply should be of short time duration. Units can be destroyed, not as a result of the short circuit current causing metal fusing, but rather due to the large increase in IC chip dissipation which will cause eventual failure due to exces- sive function temperatures. Putting direct short-circuits on more than one amplifier at a time will increase the total IC power dissipation to destructive levels, if not properly protected with external dissipation limiting resistors in series with the output leads of the amplifiers. The larger value of output source current which is available at 25 §C provides a larger output current capability at elevated temperatures (see typical performance characteristics) than a standard IC op amp. The circuits presented in the section on typical applications emphasize operation on only a single power supply voltage. If complementary power supplies are available, all of the standard op amp circuits can be used. In general, introducing a pseudo-ground (a bias voltage reference of V a /2) will allow operation above and below this value in single power supply systems. Many application circuits are shown which take advantage of the wide input common-mode voltage range which includes ground. In most cases, input biasing is not required and input voltages which range to ground can easily be accommodated.
5474/DM5474/DM7474 Dual Positive-Edge-Triggered D Flip-Flops with Preset, Clear and Complementary Outputs General Description This device contains two independent positive-edge-triggered D flip-flops with complementary outputs. The information on the D input is accepted by the flip-flops on the positive going edge of the clock pulse. The triggering occurs at a voltage level and is not directly related to the transition time of the rising edge of the clock. The data on the D input may be changed while the clock is low or high without affecting the outputs as long as the data setup and hold times are not violated. A low logic level on the preset or clear inputs will set or reset the outputs regardless of the logic levels of the other inputs. Features
Connection Diagram Function Table Absolute Maximum Ratings If Military/Aerospace specified devices are required, please contact the National Semiconductor Sales Office/Distributors for availability and specifications. Supply Voltage 7V Input Voltage 5.5V Operating Free Air Temperature Range DM54 and 54 55 °C toa 125 °C DM74 0 °C to a 70 °C Storage Temperature Range 65 °C to a 150 °C Note: The ``Absolute Maximum Ratings'' are those values beyond which the safety of the device cannot be guaranteed. The device should not be operated at these limits. The parametric values defined in the ``Electrical Characteristics'' table are not guaranteed at the absolute maximum ratings. The ``Recommended Operating Conditions'' table will define the conditions for actual device operation.
LM555/LM555C Timer General Description The LM555 is a highly stable device for generating accurate time delays or oscillation. Additional terminals are provided for triggering or resetting if desired. In the time delay mode of operation, the time is precisely controlled by one external resistor and capacitor. For astable operation as an oscillator, the free running frequency and duty cycle are accurately controlled with two external resistors and one capacitor. The circuit may be triggered and reset on falling waveforms, and the output circuit can source or sink up to 200 mA or drive TTL circuits. Features
Applications
Schematic Diagram
Absolute Maximum Ratings If Military/Aerospace specified devices are required, please contact the National Semiconductor Sales Office/Distributors for availability and specifications. Supply Voltage 18V Power Dissipation LM555H, LM555CH 760 mW LM555, LM555CN 1180 mW Operating Temperature Ranges LM555C 0 °C toa70 °C LM555 55 °C toa125 °C Storage Temperature Range 65 °C to a 150 °C Soldering Information Dual-In-Line Package Soldering (10 Seconds) 260 °C Small Outline Package Vapor Phase (60 Seconds) 215 °C Infrared (15 Seconds) 220 °C See AN-450 ``Surface Mounting Methods and Their Effect on Product Reliability'' for other methods of soldering surface mount devices.
Applications Information MONOSTABLE OPERATION In this mode of operation, the timer functions as a one-shot (Figure 1 ). The external capacitor is initially held discharged by a transistor inside the timer. Upon application of a negative trigger pulse of less than 1/3 V CC to pin 2, the flip-flop is set which both releases the short circuit across the capacitor and drives the output high. When the reset function is not in use, it is recommended that it be connected to V CC to avoid any possibility of false triggering. Figure 3 is a nomograph for easy determination of R, C values for various time delays. NOTE: In monostable operation, the trigger should be driven high before the end of timing cycle.
Fig 1
Fig 3 The voltage across the capacitor then increases exponentially for a period of t e 1.1 R A C, at the end of which time the voltage equals 2/3 V CC . The comparator then resets the flip-flop which in turn discharges the capacitor and drives the output to its low state. Figure 2 shows the waveforms generated in this mode of operation. Since the charge and the threshold level of the comparator are both directly proportional to supply voltage, the timing internal is independent of supply. ASTABLE OPERATION If the circuit is connected as shown in Figure 4 (pins 2 and 6 connected) it will trigger itself and free run as a multivibrator. The external capacitor charges through R A a R B and discharges through R B . Thus the duty cycle may be precisely set by the ratio of these two resistors.
During the timing cycle when the output is high, the further application of a trigger pulse will not effect the circuit so long as the trigger input is returned high at least 10 ms before the end of the timing interval. However the circuit can be reset during this time by the application of a negative pulse to the reset terminal (pin 4). The output will then remain in the low state until a trigger pulse is again applied. In this mode of operation, the capacitor charges and discharges between 1/3 V CC and 2/3 V CC . As in the triggered mode, the charge and discharge times, and therefore the frequency are independent of the supply voltage.
DAC0800/DAC0801/DAC0802 8-Bit Digital-to-Analog Converters General Description The DAC0800 series are monolithic 8-bit high-speed current-output digital-to-analog converters (DAC) featuring typical settling times of 100 ns. When used as a multiplying DAC, monotonic performance over a 40 to 1 reference current range is possible. The DAC0800 series also features high compliance complementary current outputs to allow differential output voltages of 20 Vp-p with simple resistor loads as shown in Figure 1. The reference-to-full-scale cur- rent matching of better than g 1 LSB eliminates the need for full-scale trims in most applications while the nonlinearities of better than g 0.1% over temperature minimizes system error accumulations. The noise immune inputs of the DAC0800 series will accept TTL levels with the logic threshold pin, V LC , grounded. Changing the V LC potential will allow direct interface to other logic families. The performance and characteristics of the device are essentially unchanged over the full g 4.5V to g 18V power supply range; power dissipation is only 33 mW with g 5V supplies and is independent of the logic input states. The DAC0800, DAC0802, DAC0800C, DAC0801C and DAC0802C are a direct replacement for the DAC-08, DAC08A, DAC-08C, DAC-08E and DAC-08H, respectively. Features
CD4029BM/CD4029BC Presettable Binary/Decade Up/Down Counter General Description The CD4029BM/CD4029BC is a presettable up/down counter which counts in either binary or decade mode depending on the voltage level applied at binary/decade input. When binary/decade is at logical ``1'', the counter counts in binary, otherwise it counts in decade. Similarly, the counter counts up when the up/down input is at logical ``1'' and vice versa. A logical ``1'' preset enable signal allows information at the ``jam'' inputs to preset the counter to any state asynchronously with the clock. The counter is advanced one count at the positive-going edge of the clock if the carry in and preset enable inputs are at logical ``0''. Advancement is inhibit- ed when either or both of these two inputs is at logical ``1''. The carry out signal is normally at logical ``1'' state and goes to logical ``0'' state when the counter reaches its maximum count in the ``up'' mode or the minimum count in the ``down'' mode provided the carry input is at logical ``0'' state. All inputs are protected against static discharge by diode clamps to both V DD and V SS . Features
Logic Diagram Absolute Maximum Ratings (Notes 1 and 2) If Military/Aerospace specified devices are required,please contact the National Semiconductor Sales Office/Distributors for availability and specifications. DC Supply Voltage (V DD ) 0.5V to a18 V DC Input Voltage (V IN ) 0.5V to V DD a 0.5 V DC Storage Temperature Range (T S ) 65 §C toa150 §C Power Dissipation (P D ) Dual-In-Line 700 mW Lead Temperature (T L ) (Soldering, 10 seconds) 260 °C DC Supply Voltage (V DD ) 3V to 15 V DC Input Voltage (V IN ) 0V to V DD V DC
LM78LXX Series 3-Terminal Positive Regulators General Description The LM78LXX series of three terminal positive regulators is available with several fixed output voltages making them useful in a wide range of applications. When used as a zener diode/resistor combination replacement, the LM78LXX usually results in an effective output impedance improve- ment of two orders of magnitude, and lower quiescent current. These regulators can provide local on card regulation, eliminating the distribution problems associated with single point regulation. The voltages available allow the LM78LXX to be used in logic systems, instrumentation, HiFi, and other solid state electronic equipment. The LM78LXX is available in the metal three-lead TO-39(H) package, the plastic TO-92 (Z) package, and the plastic SO-8 (M) package. With adequate heat sinking the regulator can deliver 100 mA output current. Current limiting is included to limit the peak output current to a safe value. Safe area protection for the output transistors is provided to limit internal power dissipation. If internal power dissipation becomes too high for the heat sinking provided, the thermal shutdown circuit takes over preventing the IC from overheating. Features
Absolute Maximum Ratings If Military/Aerospace specified devices are required, please contact the National Semiconductor Sales Office/Distributors for availability and specifications. Power Dissipation (Note 5) Internally Limited Input Voltage 35V Storage Temperature 65°C to a 150 °C Operating Junction Temperature 0 °C to a 125 °C Lead Temperature (Soldering, 10 seconds) 265 °C ESD Susceptibility 2 kV LM78LXXAC Electrical Characteristics Limits in standard typeface are for T J e 25 °C, bold typeface applies over the 0 °C toa125 °C temperature range. Limits are guaranteed by production testing or correlation techniques using standard Statistical Quality Control (SQC) methods. Unless otherwise specified: I O e 40 mA, C I e 0.33 mF, C O e 0.1 mF.
Gli attuatori Gli attuatori sono dispositivi che convertono energia elettrica in energia meccanica, termica ecc., a seconda della grandezza controllata. Esempi di attuatori, finali di una catena di distribuzione o di un sistema di controllo, sono la valvola motorizzata che regola l’afflusso dell’aria calda in un ambiente, il riscaldatore di un sistema di controllo della temperatura, un motore, un elettrovalvola che regola l’apertura o la chiusura di una condotta d’acqua, una pompa ecc.
I motori passo-passo, spesso chiamati stepping motor o semplicemente stepper, sono caratterizzati nel panorama di tutti i motori elettrici da una serie di particolarità che ne fanno la scelta (quasi) ideale per tutte le applicazioni che richiedono precisione negli spostamenti e nella velocità di rotazione, come robotica ed azionamenti in genere. Essi possono ruotare e fermarsi con una precisione di 1/100 di mm e per la loro elevata precisione e affidabilità vengono utilizzati in molte apparecchiature elettroniche, ad esempio nei disk-drive, nelle stampanti e nei plotter per muovere il carrello, nelle fotocopiatrici e in diverse apparecchiature robotiche industriali.
Nell’immagine due motori di questo tipo. Come verrà meglio illustrato in seguito il primo aspetto che colpisce è la presenza di numerosi fili di alimentazione, da quattro a otto, invece dei canonici due. I vantaggi di questi motori: · Possibilità di realizzare azionamenti di precisione in catena aperta, quindi con relativa semplicità · Elevata robustezza meccanica ed elettrica · Facilità di realizzare piccole rotazioni dell'albero, anche a bassa velocità, senza riduttori meccanici Ovviamente ci sono anche i difetti: · Richiedono sempre circuiti elettronici per il pilotaggio · Funzionamento a scatti, soprattutto ai bassi regimi · Rendimento energetico basso e, in genere, piccola potenza · Costo elevato, relativamente ad altri tipi di motore Solo ultimamente e solo per le applicazioni high-end sono sostituiti da motori brush-less o da attuatori voice-coil.
I motori passo-passo sono motori che, a differenza di tutti gli altri, hanno come scopo quello di mantenere fermo l’albero in una posizione di equilibrio e solo indirettamente permettono la rotazione: se alimentati si limitano a bloccare l’albero in una ben precisa posizione angolare. La rotazione dell’albero è ottenuta inviando una serie di impulsi di corrente, secondo un opportuno ordine: in questo modo si sposta per scatti successivi la posizione di equilibrio dell’albero. È possibile far ruotare l’albero nella posizione e alla velocità voluta semplicemente contando gli impulsi ed impostando la frequenza di invio, poiché le posizioni di equilibrio dell’albero sono note con estrema precisione. La costruzione elettromeccanica I motori passo-passo si dividono in tre grandi gruppi: motori a magnete permanente, motori a riluttanza variabile e motori ibridi; questi ultimi sono i migliori. In realtà la quasi totalità di quelli oggi reperibili (sia sul mercato dell’usato che tra i materiali nuovi) sono proprio del terzo tipo, per cui ci si limiterà a descrivere brevemente la struttura di questi ultimi. Inoltre, dal punto di vista dell’utilizzatore hobbistico, non esistono differenze d’uso tra i tre tipi, soprattutto sapendo che si è nell’impossibilità pratica di reperire tutte le caratteristiche elettromeccaniche dei motori che già si possiedono o si recuperano da vecchie apparecchiature. Un motore ibrido è costituito da un rotore e da uno statore.
Il rotore appare come una coppia di ruote dentate affiancate e solidali all’albero (le coppette) costituite da un nucleo magnetico (le due ruote sono permanentemente magnetizzate, una come NORD, l’altra come SUD) e denti in materiale ferromagnetico. Il numero di denti è variabile ma 50 è in assoluto il più frequente. Tra le due ruote è presente uno sfasamento esattamente pari ad ½ del passo dei denti: il dente di una delle due sezione coincide quindi con la valle dell’altra. Nel rotore non sono presenti fili elettrici e quindi manca completamente ogni connessione elettrica tra la parte in movimento e quella fissa. In genere il rotore è montato su cuscinetti a sfera. Lo statore appare come il classico insieme di avvolgimenti ed il circuito magnetico è costituito da 4 o, più frequentemente, 8 espansioni polari. All’interno dello statore sono presenti piccoli denti che si affacciano esattamente a quelli del rotore. O meglio, sono esattamente affiancati al rotore solo un gruppo di denti appartenenti ad uno dei poli e a quello opposto; gli altri sono sfalsati di ¼ del passo dei denti. Avvolti intorno ai poli magnetici ci sono i fili che, opportunamente percorsi da corrente, generano il campo magnetico. All’esterno sono evidentemente presenti le alimentazioni dei vari avvolgimenti; in pratica le fasi avvolte secondi due schemi diversi: · Sono presenti due soli avvolgimenti (suddivisi su più bobine) e quindi all’esterno arrivano due sole coppie di fili: in questo caso si parla di motori bipolari in quanto la corrente dovrà percorrere le fasi nei due versi. · Sono presenti quattro avvolgimenti avvolti a coppie, in antiparallelo, sulle espansioni polari e internamente in parte collegati tra loro: all’esterno arrivano 5, 6 o 8 fili; si parla in questo caso di motori unipolari in quanto la corrente nella singola fase ha sempre lo stesso verso Per distinguere i due tipi di motore, per i quali sono richieste tecniche di pilotaggio molto diverse, basta contare i fili uscenti. In seguito verrà più dettagliatamente spiegata questa classificazione mettendo in relazione il calcolo della corrente ideale sugli avvolgimenti necessaria e sufficiente per un corretto movimento dell’albero.
Il numero di passi che caratterizza il motore dipende del numero dei denti del rotore e dai poli dello statore, non dal numero di fili uscenti.. Il numero di passi necessario per una rotazione completa è spesso stampata sul contenitore. In alternativa, a motore non alimentato, è possibile far ruotare lentamente il rotore e contare il numero di "click" necessari per compiere un giro, possibilmente aiutandosi con un pezzo di nastro adesivo per individuare la fine di un giro. Valori normali sono 16, 100, 200 step per giro, numeri che hanno la caratteristica di essere sempre divisibili per quattro.
Per quanto riguarda le tensioni di alimentazione bisogna precisare che i motori passo-passo posso essere alimentati con qualsiasi tensione, cioè 9 – 12 – 15 – 18 – 24 – 28 volt, purchè lo stadio pilota disponga di un circuito che limiti la corrente che dovrà scorrere nei loro avvolgimenti. Senza questo controllo scorreranno negli avvolgimenti delle correnti elevate che aumenteranno con l’aumentare del valore della tensione di alimentazione ed in queste condizioni non solo l’integrato pilota andrà velocemente fuori uso, ma contemporaneamente gli avvolgimenti del motorino si "arrostiranno".
Se prendiamo un piccolo motore che con una tensione di alimentazione di 12 volt deve assorbire una corrente massima di 0,3 amper ed andiamo a misurare il valore ohmico dei suoi avvolgimenti, potremo rilevare una resistenza ohmica di circa 2,5 ohm. Se alimentiamo questo motore con una tensione di 12 volt senza limitare la sua corrente, secondo la ben nota legge di ohm: Amper = Negli avvolgimenti scorreranno ben:
Se poi lo alimentassimo con una tensione di 24 volt la corrente aumenterebbe sui 9,6 amper.
Per evitare che si danneggi l’integrato pilota o gli avvolgimenti del motorino basta limitare la corrente sui 0,3 amper se lo alimentiamo con una tensione di 12 volt e limitarla su una corrente minore se lo alimentiamo con una tensione di 24 volt. Come vedremo, il nostro circuito pilota, sarà provvisto di una specifica regolazione della corrente. Questa particolarità renderà possibile una veloce taratura in relazione al tipo di motorino da utilizzare.
Motori passo-passo unipolari e bipolari I motori passo-passo possono essere di tipo unipolare e bipolare. I motori bipolari si chiamano così perché per far ruotare il perno occorre invertire la polarità di alimentazione delle loro bobine secondo una ben precisa sequenza (vedi fig.5). Questi motori si riconoscono perché dal loro corpo escono sempre e solo 4 fili (vedi fig.1)
I motori unipolari sono così chiamati perché avendo un doppio avvolgimento non occorre invertire la polarità di alimentazione. Questi motori si riconoscono perché dal loro corpo escono 5 oppure 6 fili (vedi fig. 2-3)
I motori bipolari sono più diffusi perché a parità di potenza hanno dimensioni minori rispetto agli unipari, quindi nelle apparecchiature in cui vi sono problemi di spazio si preferisce i bipolari anziché gli unipolari.
Fig.1 Dai motori bipolari fuoriescono solo 4 fili per- chè le coppie delle bobine sono sprovviste di presa centrale.
Fig.2 Quando dai motori uni- polari fuoriescono 6 fili vuol dire che le coppie del- le bobine sono provviste di presa centrale.
Fig.3 Nei motori unipolari da cui fuoriescono 5 fili le bobine A e B sono inter- namente collegate da una sola presa centrale.
Riportiamo di seguito la struttura del motorino passo passo utilizzato nel progetto con i relativi dati tecnici.
E’ già stata accennata precedentemente la costituzione interna di un motore di questo tipo. Per poter comprendere come si riesca a far ruotare il perno di uno step, analizziamo un motore teorico provvisto di sole 4 bobine eccitatrici (vedi fig.4), che vengano eccitate da un solo magnete.
Fig.4 Se applichiamo una tensione sulle due bobine A A, il magnete verrà attirato verso queste due bobine, quindi avremo ottenuto la rotazione di uno step (vedi fig.5 a). Se togliamo la tensione sulle bobine A-A e la applichiamo sulle bobine B-B, il magnete verrà attirato verso queste due bobine, quindi avremo ottenuto la rotazione di un altro step (vedi fig.5 b). Se applichiamo la tensione sulle bobine A-A, ma con polarità invertita, il magnete verrà attirato verso queste due bobine, quindi avremo ottenuto un altro step di rotazione (vedi fig.5 c). Per ottenere un altro step di rotazione dovremo applicare una tensione di polarità invertita sulle bobine B-B. (vedi fig.5 d).
Quindi per far compiere un giro completo al perno del motore dovremo applicare in sequenza una tensione sulle bobine A-A, poi sulle bobine B-B, poi ancora, ma con polarità invertita, sulle bobine A-A e sulle bobine B-B.
Fig.5 A
Fig.5 B
Fig.5 C
Fig.5 D
Maggiore è il numero dei magneti presenti sul rotore e più bobine risultano presenti nello statore, più step risulteranno necessari per far compiere un giro completo all’albero motore. Vi sono motorini che compiono un giro completo con 20 step, altri con 48 step ed altri ancora con 100 o 200 step come il motorino da noi utilizzato
In qualche etichetta incollata sul motore possiamo trovare un numero, ad esempio 1,8° - 7,5° - 15° ecc., che indica di quanti gradi ruota il perno del motore ad ogni step. Nella tabella sottostante potete conoscere quanti step risultano necessari per ottenere un giro completo in funzione di questi gradi.
Sapendo di quanti gradi ruota il perno ad ogni step possiamo calcola quanti ne occorrono per ottenere un giro completo dell’albero motore utilizzando questa formula:
Sapendo il numero di step totali necessari per ottenere un completo giro dell’albero motore possiamo conoscere i gradi di rotazione di uno step utilizzando la formula:
E’ importante sapere che i motori passo passo possono ruotare anche di ½ step se si applica sulla bobine A-A e B-B una tensione rispettando la sequenza riportata in seguito.
Per comprendere come si riesca a far ruotare il loro perno di ½ step inizieremo dalla figura 6A.
Se applichiamo una tensione sia sulle bobine A-A sia sulle bobine B-B, il magnete si posizionerà al centro delle due bobine A-B, quindi avremo ottenuto una rotazione di mezzo step.
Se togliamo la tensione solo sulle bobine A-A, il magnete verrà attirato verso le due bobine B-B, quindi avremo ottenuto una rotazione di un altro mezzo step. (vedi fig 6B)
Fig 6B
Se riapplichiamo una tensione ma con polarità invertita sulle bobine A-A, il magnete si posizionerà al centro delle bobine B-A, quindi avremo ottenuto un altro mezzo step di rotazione (Fig. 6C)
Fig.6C
Fig.6D
A prima vista potrebbe sembrare complicato far ruotare il motorino dovendo operare cos’ frequentemente sulle tensioni delle bobine. Esistono però dei circuiti di potenza che adempiscono a questa funzione fornendo la giusta combinazione di alimentazioni sugli avvolgimenti. Verrà ora descritta la modalità di funzionamento di questo circuito.
Lo schema elettrico riportato sul disegno n°8 utilizza i due integrati IC1 e IC2 che è il circuito di potenza che provvede a far uscire dalle boccole A-A e B-B le combinazioni richieste per far ruotare qualsiasi tipo di motore passo-passo.
Sulla scheda di alimentazioni (descritta in seguito) troviamo una sezione necessaria per inviare all’integrato IC1 gli impulsi di clock per far ruotare il motorino a diverse velocità. E’ stato utilizzato un NE555 in configurazione di multivibratore astabile a frequenza variabile. (vedi disegno n°4).
Per comprendere a pieno il funzionamento di questo dispositivo osserviamo il disegno n°8, dove il primo integrato che si trova (IC1) è un L.297 costruito dalla SGS Thompson. Questo integrato tramite una logica interna (vedi Fig.7), presenta sulle sue uscite 4 - 5 – 6 – 7 – 8 – 9 tutte le combinazioni richieste per pilotare le coppie di bobine A-A e B-B. Queste uscite controllano il pilotaggio ed il senso di rotazione del motore passo-passo, mentre i piedini 14 – 13 vengono utilizzati per controllare la corrente massima che devono assorbire gli avvolgimenti del motore. Il trimmer siglato con R12 individuabile sul disegno della disposizione componenti collegato sul piedino 15 di IC2 serve per variare la corrente di pilotaggio del motore da un minimo di un milliamper fino ad un massimo di 2 amper e perciò questo circuito si adatterà a qualsiasi tipo di motore passo passo, dal più piccolo al più grande.
Gli altri ingressi presenti su questo integrato svolgono le seguenti funzioni:
Fig.7 Il secondo integrato, quello siglato IC2, è un L.298/N sempre costruito dalla SGS Thompson ed è il vero driver del motore, perché riceve dall’integrato IC1 tutte le sequenze logiche per pilotare gli 8 transistor di potenza collegati a ponte presenti al suo interno (vedi fig.8), che provvedono a riportare queste sequenze sui fili d’uscita A-A e B-B per poter alimentare le bobine.
Questo integrato, idoneo ad alimentare i soli motori bipolari, riesce ad erogare sulla sua uscita una corrente massima di due amper.
Fig.8
Le resistenze siglate con R8- R9 & R10-R11 da 1 ohm collegate sui piedini 1 – 15 servono per controllare la corrente che scorre nelle bobine del motore.
Se la corrente assorbita dalle bobine supera il valore che abbiamo impostato con il trimmer R12, subito l’integrato IC1 limita la corrente d’uscita di IC2 per evitare che questo possa danneggiarsi ed in questo modo vengono protetti anche gli avvolgimenti del motore.
I diodi schottky siglati da D1 a D8, che troviamo collegati alle uscite A-A e B-B sia sul positivo sia sulla massa, servono per proteggere l’integrato da pericolose extratensioni, sempre presenti durante la fare di commutazione.
I piedini 11 – 12 di IC1 ed il piedino 9 di IC2 vanno alimentati con una tensione stabilizzata di 5 volt, mentre sul piedino 4 di IC2 va applicata una tensione continua non stabilizzata che servirà per alimentare le bobine del motore.
Per poter utilizzare questo circuito pilota con qualsiasi motore passo passo, è opportuno, come già spigato, regolare la tensione sul TP1 in modo che l’intergrato pilota possa riconoscere la quantità di corrente massima da rendere disponibile in uscita. La regolazione, agendo sul trimmer R12 aumenterà o decrescerà la tensione su Tp1 che rispecchierà la potenza del motorino seguendo la seguente tabella.
Calcolo del valore della corrente conoscendo il valore di tensione su TP1 Per il calcolo della corrente bisognerà utilizzare questa formula:
Il valore ohm è quello delle resistenze applicate sui piedini 1- 15 di IC2 e poiché questo circuito presenta delle resistenze da 1 ohm in parallelo, questo valore è di 0,5 ohm. Ammesso quindi che su Tp1 si legga una tensione di 0,45 volt il motorino potrà assorbire una corrente massima di 0,9 A. Bisogna tener presente che l’integrato IC1 confronta la tensione applicata sul piedino 15 con quella presente sui piedini 14 – 13 e se questa dovesse superare il valore massimo consentito, l’integrato IC1 pilota l’integrato IC2 per evitare che questo possa danneggiarsi oppure bruciare gli avvolgimenti del motore limitando la corrente. Lo schema alle pagine seguenti chiarisce la disposizione dei componenti sulla basetta; verranno ora elencati e spiegati brevemente.
Sul connettore d’ingresso dati non troveremo il piedino di abilitazione Half/full dal momento che tale dato è stato messo direttamente a livello logico 1. Questo attribuirà maggio precisione agli spostamenti della piattaforma: il movimento per ogni colpo di clock sarà di 0,9°anziché 1,8°.
STEPPER MOTOR CONTROLLERS L297 L297D
DESCRIPTION The L297/A/D Stepper Motor Controller IC gener-ates four phase drive signals for two phase bipolar and four phase unipolar step motors in microcom-puter- controlled applications. The motor can be driven in half step, normal and wawe drive modes and on-chip PWM chopper circuits permit switch-mode control of the current in the windings. A feature of this device is that it requires only clock, direction and mode input signals. Since the phase are generated internally the burden on the micro-processor, and theprogrammer, is greatlyreduced. Mounted in DIP20 and SO20 packages, the L297 can be used with monolithic bridge drives such as the L298N or L293E, or with discrete transistors and darlingtons.
PIN CONNECTION
CIRCUIT OPERATION The L297 is intended for use with a dual bridge driver, quad darlington array or discrete power devices in step motor driving applications. It re-ceives step clock, direction and mode signals from the systems controller (usually a microcomputer chip) and generates control signals for the power stage. The principal functionsare a translator, which gen-erates the motor phase sequences, and a dual PWMchopper circuit which regulates the current in the motor windings.The translator generatesthree different sequences, selected by the HALF/FULL input. These are normal (two phases energised), wave drive (one phase energised) and half-step (alternately one phase energised/two phases en-ergised). Two inhibit signals are also generated by the L297 in half step and wavedrive modes.These signals, whichconnect directly to the L298’senable inputs, are intended to speed current decay when a winding is de-energised.When the L297 is used to drive a unipolar motor the chopper acts on these lines. An input called CONTROL determines whether the chopper will act on the phase lines ABCD or the inhibit lines INH1 and INH2. When the phase lines are choppedthe non-activephase line of each pair (AB or CD)is activated(rather than interrupting the line then active).In L297 + L298 configurationsthis technique reduces dissipation in the load current sense resistors. A common on-chip oscillator drives the dual chop-per. It suppliespulses at the chopper rate which set the two flip-flops FF1 and FF2.Whenthe current in a winding reaches the programmed peakvalue the voltage across the sense resistor (connected to one of the sense inputs SENS1 or SENS2) equals Vref and the corresponding comparator resets its flip flop, interrupting the drive current until the next oscillator pulse arrives. The peak current for both windingsis programmedbya voltage divideron the Vref input. Ground noise problems in multiple configurations can be avoided by synchronising the chopper os-cillators. This is done by connecting all the SYNC pins together, mounting the oscillator RC network on one device only and grounding the OSC pin on all other devices.
MOTOR DRIVING PHASE SEQUENCES The L297’s translator generates phase sequences for normal drive, wave drive and half step modes. The state sequences and output waveforms for these three modes are shown below. In all cases the translator advances on the low to high transis-tion of CLOCK.Clockwise rotation is indicate; for anticlockwise ro-tation the sequences are simply reversed RESET restores the translator to state 1, where ABCD = 0101. HALF STEP MODE Half step mode is selected by a high level on the HALF/FULL input.
NORMALDRIVE MODE Normal drive mode (also called "two-phase-on" drive) is selected by a low level on the HALF/FULL input when the translator is at an odd numbered state (1, 3, 5 or 7). In this mode the INH1 and INH2 outputs remain high throughout.
MOTOR DRIVING PHASE SEQUENCES (continued) WAVE DRIVE MODE Wave drive mode (also called "one-phase-on" drive) is selected by a low level on the HALF/FULL input when the translator is at an even numbered state (2, 4, 6 or 8).
DUAL FULL-BRIDGE DRIVER L298 OPERATINGSUPPLY VOLTAGEUP TO 46 V
DESCRIPTION The L298 is an integrated monolithic circuit in a 15-lead Multiwatt and PowerSO20 packages. It is a high voltage, high current dual full-bridge driver de-signedto accept standard TTL logic levels and drive inductive loads such as relays, solenoids, DC and stepping motors. Two enable inputs are provided to enableor disable thedevice independentlyofthe in-put signals. The emitters of the lower transistors of each bridge are connected together and the corre-sponding external terminal can be used for the con-nectionof anexternal sensingresistor. Anadditional supply input is provided so that the logic works at a lower voltage.PowerSO20
APPLICATION INFORMATION 1.1. POWEROUTPUT STAGE TheL298integratestwo power outputstages(A; B). The power output stage is a bridge configuration and its outputs can drive an inductive load in com-monor differenzial mode, dependingon the state of the inputs. The current that flows through the load comes out from the bridge at the sense output : an external resistor (RSA ;RSB.) allows to detect the in-tensity of this current. 1.2. INPUT STAGE Each bridge is driven by means of four gates the in-put of which are In1 ; In2 ; EnA and In3 ; In4 ; EnB. The In inputsset the bridge statewhen The En input is high ; alowstateof theEn input inhibitsthe bridge. All the inputs are TTL compatible. 2. SUGGESTIONS A non inductive capacitor, usually of 100 nF, must be foreseen between both Vs and Vss, to ground, as near as possible to GND pin. When the large ca-pacitor of the power supply is too far from the IC, a second smaller one must be foreseen near the L298. The sense resistor, not of a wire wound type, must be grounded near the negative pole of Vs that must be near the GND pin of the I.C.Each input must be connectedto the source of the driving signals by means of a very short path. Turn-On and Turn-Off : Before to Turn-ON the Sup-ply Voltageand before to Turn it OFF, the Enable in-put must be driven to the Low state.
La scheda alimentazioni E’ oramai noto di come il l’intero progetto necessiti di varie alimentazioni di diverso valore. La logica di controllo sia del motorino sia della scheda di logica ingressi (presa in esame in seguito) funzionano ad una tensione differente da quella di alimentazione del motore, e di quella di controllo encoder. A questo scopo è stata introdotta una sezione in grado di fornire l’esatta tensione ai rispettivi componenti: 5 volt, +12 volt e –12 volt. Questa sezione accetta in ingresso valori di tensione da –15V/+15V a –20V/+20V fornendo sempre alla sua uscita valori di tensione stabilizzati e precisi indifferentemente dalle oscillazioni esterne. Per soddisfare queste necessità si sono utilizzati stabilizzatori integrati molto semplici ma funzionali: per stabilizzare la tensione a 5 volt è stato inserito un 7805, a 12 volt il relativo 7812 e per la tensione negativa –12 volt il 7912. La tensione duale è necessaria per un corretto funzionamento del convertitore analogico digitale e dell’operazionale sulla scheda di controllo encoder. Questo stabilizzatore è in grado di fornire una corrente massima di circa 1,5 amper e se opportunamente raffreddato con alette dissipatrici può raggiungere potenze maggiori. Le nostre necessità sono comunque inferiori e questi componenti soddisfano ampiamente le nostre richieste di potenza. In cascata a tali componenti si sono aggiunti semplici filtri costituiti da condensatori elettrolitici. La tensione d’ingresso è quindi +15 V GND e –15 V. Per conferire a tutto il dispositivo maggiore affidabilità e sicurezza si sono introdotti due diodi semplici a giunzione PN in serie all’alimentazione: in caso di inversione di polarità dell’alimentazione i diodi non lasceranno scorrere corrente evitando inutili e spiacevoli inconvenienti. Per informazioni dettagliate su tali componenti visionare lo schema elettrico n°4 e i relativi dati tecnici allegati.
Date le ristrette dimensioni di tale circuito si è pensato di aggiungere sulla stessa basetta altri componenti necessari fino ad allora non aggiunti per motivi di spazio.
Il buffer, composto dal 40106, consiste nel ricevere in ingresso i dati digitali provenienti dalla scheda di logica e mandarli sul bus dati della scheda del motorino passo passo. Il segnale di reset proveniente dalla scheda encoder viene anch’esso bufferato prima di essere introdotto nei segnali d’ingresso del PC.
Gli impulsi elettrici passano, nel nostro progetto, all’interno di cavi elettrici di rame stagnato talvolta schermati talvolta non schermati. Scorrendo all’interno di una condotta metallica assieme ad altri conduttori trasportatori di impulsi digitali o segnali analogici, potrebbero verificarsi perdite di potenza o disturbi dovuti all’induzione elettromagnetica e alla diafonia di tali onde. Un segnale elettrico scorrendo quindi in queste condizioni potrebbe quindi perdere l’informazione portante: ad esempio un segnale digitale che dovrebbe assumere i valori 0 – 5 se fosse attenuato a 3 volt non sarebbe riconosciuto ne come 1 ne come 0. A questo scopo è stato introdotto un integrato in tecnologia CMOS. Il 40106 contiene al suo interno 6 porte NOT triggerate. Due coppie di esse sono state collegate in cascata (vedi schema 4) in modo che il segnale non fosse invertito. I due dati digitali riguardano l’Enable e la Direzione provenienti dall’uscita della scheda di logica e diretti al comando del motorino. Le restanti due porte logiche non comportano notevoli differenze se invertono il segnale perché una delle due tratta l’onda quadra (descritto in seguito) proveniente dalla stessa scheda e diretta al clock che piloterà la velocità di rotazione del motorino e l’altro segnale è il reset proveniente dalla scheda encoder e diretta al PC. Questo dato digitale sarà riconosciuto dal PC come fine corsa e il software riconoscerà la posizione 0° della piattaforma. (segnale aggiuntivo e non indispensabile)
Come già accennato, su questa scheda è presente anche il generatore di onda quadra connesso al clock della scheda di comando motore. Il circuito realizzato per costruire un onda quadra prevede l’utilizzo di un NE555 collegato come nello schema n°4. La frequenza di oscillazione è variabile tramite un trimmer da 100K. Verranno ora presi in considerazione i dati di progetto con i relativi calcoli e dimensionamenti.
Sapendo che la frequenza è:
Ricaviamo T1 e T2 dalle formule:
R3 rappresenta il trimmer di regolazione imposto di 100K che nei calcoli confideremo valore nulla qualora troveremo la frequenza massima e valore massimo qualora troveremo la frequenza minima di oscillazione.
Per avere una frequenza di circa 6 Hz poniamo T = 1.5 secondi
Per un corretto bilanciamento del Duty Cycle è necessario dimensionare opportunamente le resistenze. Questa caratteristica non è comunque indispensabile perché le specifiche di funzionamento del dispositivo non necessitano un duty cycle perfettamente del 50%.
Ponendo R1 = 4,7 K R2 = 10 K Otteniamo un D.C. pressoché accettabile: nel caso della frequenza massima il D.C = 0,59 cioè 59% Ruotando il trimmer fino al raggiungimento della massima frequenza di oscillazione otterremo un D.C.= 0,51 cioè 51%.
Calcolo del condensatore Tenendo come grandezza fisica variabile la R3 e sostituendo i valori nelle formule otteniamo la capacità di 1 m F
Frequenza minima di oscillazione (Considerando R3 a valore massimo)
Frequenza massima di oscillazione: (Considerando R3 a valore minimo)
Il condensatore C’ è collegato al controllo di tensione dei comparatori interni. E’ messa solitamente una capacità di 10nF in grado di attenuare i disturbi e quindi controllare la tensione sugli ingressi dei due operazionali. L’ingresso di reset (piedino 4 ) è collegato all’enable del motorino. In pratica l’NE555 oscillerà solamente quando questo segnale sarà a livello logico 1 e quindi sarà presente l’abilitazione al movimento. Il piedino di uscita (numero 3) è stato collegato ad una sola delle porte NOT presenti nel buffer. Il segnale d’uscita verrà sfasato di 180° ma non comprometterà minimamente il corretto funzionamento. Per maggiori informazioni e dati tecnici dei componenti vedere i data-sheet allegati. Sulla medesima scheda è stata introdotta una sezione riguardante il segnale proveniente dalla scheda encoder e diretta al PC. Come già accennato si è reso necessario filtrare questo segnale per tagliare le componenti di disturbo e le alte frequenze. Troveremo quindi un terzo circuito integrato (LM358) contenente due amplificatori operazionali. Osservando lo schema elettrico noteremo entrambe le configurazioni: il primo verrà utilizzato come amplificatore (approfondito in seguito), il secondo, messo in cascata ad un semplice filtro passa basso, sarà in configurazione di inseguitore. La tensione uscente dalla scheda di controllo encoder era, fino ad allora, una tensione costante il cui valore non poteva essere modificato: il dispositivo necessita di una regolazione di ampiezza. In questo modo potremo decidere la quantità di tensione che dovrà salire o scendere in relazione alla posizione della telecamere. In pratica se in condizioni normali la tensione sale di 0,5 volt ogni 10° e si richiede che salga di 1 volt ogni 10° bisognerà amplificare tale segnale per un guadagno pari a due. A questo scopo si è progettato un amplificatore non invertente con amplificatore operazionale. Il componente di regolazione del guadagno è costituito da un trimmer interconnesso sulla retroazione dell’operazionale. In seguito verranno presentati i criteri di progetto:
Tenendo presente che la tensione d’ingresso (siglata con Ving) sul morsetto non invertente dovrebbe essere circa uguale a quella presente sul morsetto invertente affermeremo che:
Questa caratteristica dell’operazionale è chiamata corto circuito virtuale: i due morsetti non sono connessi fisicamente tra loro ma assumono lo stesso potenziale. Quindi procediamo col calcolo delle correnti I1 e I2.
Essendo R2 una resistenza variabile, potrà raggiungere il livello minimo (0 ohm) e il livello massimo. Ponendo R1=39K e sapendo che il trimmer è da 100K, il guadagno assumerà valori rispettivamente da 1 (ovvero 0dB) oppure 3,56 (ovvero 11dB). Dopo il montaggio delle apparecchiature si è notato che la tensione di uscita aumentava di 35mV ogni grado di rotazione. (0,35 volt ogni 10°) I criteri di progetto richiedevano un innalzamento di tensione di 1 volt ogni 10° di rotazione quindi 100mV ogni grado di rotazione. Verranno ora progettati i valori dei componenti per soddisfare tali specifiche. Per calcolare il valore dell’amplificazione necessaria basterà dividere il valore desiderato fratto quello reale di tensione ogni grado di rotazione:
2,85 espresso anche in dB: Se il guadagno dell’amplificatore è:
Poneremo A = 2,85 e svolgeremo gli opportuni passaggi matematici.
Ponendo sempre R1=39K avremo che:
A questo punto basterà ruotare il trimmer R2 fino al raggiungimento di tale valore di resistenza e avremo costruito un amplificatore con guadagno di 9dB. Successivamente alla sperimentazione pratica si è introdotto in parallelo al trimmer di retroazione un condensatore plastico da 100nF in grado di attenuare eventuali disturbi. Essenzialmente questa configurazione con condensatore inserito assume le caratteristiche principali di un integratore reale non invertente a guadagno variabile. In cascata a tale circuito si è posizionato un filtro passa-basso descritto brevemente in seguito. Un filtro passa basso RC è un semplice dispositivo costituito da due singoli componenti: una resistenza e un condensatore. Tale circuito, collegato come in figura seguente, è molto utilizzato in elettronica soprattutto per quanto riguarda l’analisi di segnali elettrici passanti attraverso dannosi campi elettromangnetici. Tali disturbi potrebbero influire negativamente sul reale valore effettivo dell’impulso elettrico, compromettendo il regolare funzionamento. Questa non è naturalmente la sola applicazione; il campo d’utilizzo di questo dispositivo va dai regolatori alle trasmissioni agli amplificatori. Verrà definita una frequenza di taglio, al di sopra della quale tutte le componenti con frequenza maggiore verranno attenuate o, se opportunamente dimensionato, addirittura "tagliate".
Definiamo ora la frequenza di taglio ft.
A questo punto si è dimensionato il circuito in modo tale da avere una frequenza di taglio di circa 150 Hz. Ponendo C=10 nF ricaviamo R:
Adotteremo quindi una resistenza da 100K. L’operazionale successivo, posto in cascata al filtro è collegato in configurazione di buffer o inseguitore. Questo, servirà a non caricare il filtro e a garantire quindi il suo corretto funzionamento. Il segnale analogico contrassegnato con Sig.2 (vedi schema) sarà così ora pronto per essere trasmesso al computer. Disposizione componenti
Le morsettiere riportano in uscita (dall’alto a sinistra verso destra): GND-En-Dir-Clock Sig.1-GND-Reset-GND
CD40106BM/CD40106BC Hex Schmitt Trigger General Description The CD40106B Hex Schmitt Trigger is a monolithic complementary MOS (CMOS) integrated circuit constructed with N and P-channel enhancement transistors. The positive and negative-going threshold voltages, V Ta and V Tb , show low variation with respect to temperature (typ 0.0005V/ §C at V DD e 10V), and hysteresis, V Ta b V Tb t 0.2 V DD is guaranteed. All inputs are protected from damage due to static discharge by diode clamps to V DD and V SS . Features
Connection Diagram
Absolute Maximum Ratings (Notes 1 & 2) If Military/Aerospace specified devices are required, please contact the National Semiconductor Sales Office/Distributors for availability and specifications.
LM79XX Series 3-Terminal Negative Regulators General Description The LM79XX series of 3-terminal regulators is available with fixed output voltages of b5V, b8V, 12V, and b15V. These devices need only one external componentÐa compensation capacitor at the output. The LM79XX series is packaged in the TO-220 power package and is capable of supplying 1.5A of output current. These regulators employ internal current limiting safe area protection and thermal shutdown for protection against virtually all overload conditions. Low ground pin current of the LM79XX series allows output voltage to be easily boosted above the preset value with a resistor divider. The low quiescent current drain of these devices with a specified maximum change with line and load ensures good regulation in the voltage boosted mode. For applications requiring other voltages, see LM137 data sheet. Features
If Military/Aerospace specified devices are required, please contact the National Semiconductor Sales Office/Distributors for availability and specifications. Input Voltage (V o e 5V) 25V (V o e 12V and 15V) 35V Input-Output Differential (V o e 5V) 25V (V o e 12V and 15V) 30V Power Dissipation Internally Limited Operating Junction Temperature Range 0 °C toa125 °C Storage Temperature Range 65 °C toa150 °C Lead Temperature (Soldering, 10 sec.) 230 °C
La totale escursione della piattaforma è delimitata da due punti fissi: uno a 0° e uno a circa 200°. Come accennato nella descrizione della scheda encoder, con gli 8 bit a disposizione potremo visualizzare 256° diversi. Posizionando la soglia superiore a circa 200° non dovremmo avere problemi di misurazione. In precedente si è già analizzato il funzionamento del sistema e si sono già resi indispensabili l’introduzione di due fine-corsa in grado di bloccare il moto della piattaforma una volta raggiunta l’ampiezza massima. Analizzando la descrizione seguente relativa alla scheda di logica, osserveremo che due dei bit d’ingresso a tale circuito riguardano proprio i segnali dei fine-corsa. Supponiamo che la telecamera stia ruotando in senso antiorario e quindi il segnale di abilitazione del motorino passo-passo (enable) sia a livello alto e il bit di direzione a livello basso (0 antiorario / 1 orario). Se non venisse portato a zero l’enable quando la piattaforma raggiunge lo 0°, essa continuerebbe a ruotare causando il danneggiamento dei conduttori di collegamento tra obiettivo e trasmettitore. A questo scopo è stato posizionato un sensore di posizione in grado di fornire un livello logico alto quando la piattaforma raggiunge ampiezza 0°. Tale segnale sarà quindi analizzato dalla scheda di logica e bloccherà il moto del motorino portando l’uscita enable a zero logico. Allo stesso modo funzionerà il secondo fine-corsa posizionato a circa 200°. Inizialmente si pensò di utilizzare due semplici micro-switch come sensori di posizione collegando il comune dei due contatti al segnale Fc1 della scheda di logica, il contatto normalmente chiuso a massa e il normalmente aperto a Vcc. In questo modo, qualora la piattaforma non fosse in prossimità del micro, il segnale Fc1 sarebbe a 0 logico; non appena la piattaforma tocca lo switch, Fc1 passa a livello logico alto perché il contatto NA si chiude collegando il morsetto comune a Vcc. Dopo la fase di sperimentazione non fu presa in considerazione questa soluzione a causa di uno sgradevole inconveniente generato dalla forza della molla sul micro-switch. Quando la piattaforma raggiungeva il fine-corsa, il micro veniva premuto bloccando l’azione del motorino. Quest’ultimo, non ricevendo più corrente elettrica, non offriva una forza sufficiente e necessaria a contrastare l’azione della molla che spingendo la piattaforma in senso contrario faceva riaprire il contatto dello switch che a sua volta riportava l’enable a livello alto (la piattaforma preme, il motore si disabilita e non avendo più forza la molla del pulsantino lo riporta indietro facendo riaprire il contatto). Il motorino viene quindi sollecitato da un nuovo movimento fino alla pressione dello stesso micro. Una volta premuto il motore si disabilita nuovamente e torna indietro. In pratica questi stati vengono compiuti in frazioni di secondo generando un continuo avanti e indietro della piattaforma a frequenza elevata. E’ intuibile quindi che questa soluzione non era attuabile dal momento che ogni volta che la telecamera giungeva a fine-corsa prendeva a "sbattere" avanti e indietro contro il microswitch.
A questo scopo si è pensato di introdurre i fine corsa ottici. Questo tipo di sensore di prossimità non prevede contatto fisico fra le parti in movimento garantendo il funzionamento in assenza di forze meccaniche generate dalle molle dei pulsanti. Si pensò anche ai sensori di prossimità (prossimity) o ai sensori magnetici ma la soluzione più veloce, funzionale ed economica si è dimostrata questa. Il principio di funzionamento è sostanzialmente quello di un semplice mouse di un computer. Un diodo emettitore di raggi infrarossi (TX) trasmette il proprio fascio ad un phototransistore (RX). Fintanto che quest’ultimo riceve il raggio infrarosso, l’emettitore è a livello logico alto. Quando tra i due componenti (TX e RX) si posiziona un oggetto in grado di interrompere il raggio infrarosso, l’emettitore si porta ad un livello di tensione inferiore. Questa caratteristica è stata sfruttata per costruire un dispositivo in grado di convertire questo segnale in un livello alto qualora il phototransistore non ricevesse il raggio e basso qualora lo ricevesse. A questo scopo è stato introdotto un amplificatore operazionale per ogni fine-corsa in configurazione di comparatore come mostrato nello schema elettrico n° 10. Due coppie di TX e RX sono state disposte come fine-corsa in modo che un punto estremo della piattaforma, in seguito al movimento, si posizioni tra trasmettitore (diodo infrarossi) e ricevitore (phototransistore) interrompendo il raggio infrarosso. L’alimentazione del circuito è 12 volt in modo che anche l’uscita del comparatore si porti a 12 volt quando debba scattare a livello 1. Questa necessità deriva dal fatto che la scheda di controllo encoder opera con la medesima tensione e, come già accennato, il segnale del fine corsa posizionato a 0° dovrà andare a resettare l’uscita del segnale encoder. (vedi schema elettrico relativo.Segnale contrassegnato con Fc1 e Reset) Le uscite dei due comparatori dovranno anche entrare nella scheda di logica che, però, funziona con una tensione di lavoro di 5 volt. Consultando le caratteristiche tecniche dei componenti elettronici utilizzati in questo dispositivo osserveremo che la tensione degli ingressi non può oltrepassare il 10% della tensione di alimentazione. In particolare se le porte logiche da noi utilizzate (4093 NAND GATE) funzionano con una tensione di 5 volt, la tensione ai suoi ingressi non dovrà superare i 5,5 volt. A questo scopo sono stati introdotti i due partitori di tensione opportunamente dimensionati per regolare la tensione di uscita dei comparatori a 5V. In seguito sono riportati i criteri di progetto delle resistenze. I diodi trasmettitori sono stati collegati in serie e ognuno di loro, per garantire un funzionamento corretto, necessita di una tensione di 1 volt. I phototransistori, invece, operano con una tensione di 5V. A questo scopo è stato adottato un trimmer di precisione che verrà regolato fino al raggiungimento di tale valore di tensione. Per la regolare la tensione da 5V a 1V è stata posizionata una resistenza di protezione dei photodiodi verso massa. I phototransistori verranno alimentati con una tensione di 5 volt. La resistenza di protezione è stata introdotta allo scopo di attenuare la tensione di alimentazione fino al raggiungimento di tale valore. Il secondo trimmer è indispensabile invece per la regolazione della sensibilità delle sogli di scatto degli operazionali. E’ importante sottolineare che l’emettitore dei phototransistori non restituiscono in uscita un valore digitale compreso tra 0 e 5 volt (tensione di alimentazione del componente) bensì, dopo una sperimentazione pratica, tale valore oscillava tra 5 volt senza ostacoli tra TX e RX e scendeva a circa 2-3 volt se interrotto il raggio infrarosso. Per questo motivo i morsetti non invertenti dei comparatori sono stati collegati ad un trimmer comune di precisione , allo scopo di regolare la sensibilità, cioè la soglia dopo la quale il comparatore debba commutare. L’emettitore di ciascun phototransistore è stato invece collegato ai morsetti invertenti degli operazionali. In questo modo, senza ostacoli, la tensione sul morsetto invertente è 5 volt e quella sul morsetto invertente è 3 volt. Il comparatore porta la sua uscita a livello basso (0 volt) poiché la tensione sul morsetto invertente è maggiore della rispettiva. In caso contrario, invece, se il raggio viene interrotto, la tensione di emettitore (e quindi presente sul morsetto invertente) si porta a due volt. Il comparatore, risentento di una tensione maggiore sul morsetto non invertente, porta la sua uscita a livello alto (12 volt).
Durante le prove sperimentali sul banco di prova, si è verificato un piccolo inconveniente risolto molto velocemente. Poiché nel laboratorio in cui si sono sperimentati i lavori sono montate lampade al neon, i phototransistori risentivano dei raggi ultravioletti emanati dai tubi compromettendo il funzionamento. Gli effetti di tali raggi a frequenza differente interferiva sul valore di tensione di uscita al punto che la tensione (con raggio infrarosso interrotto), invece di scendere a 2-3 volt restava fissa a 4 volt. In poche parole commutava di un solo volt e in modo impreciso, lento e molto disturbato. Si è pensato, a questo punto, di ricoprire i photoresistori con della carta adesivata nera. I raggi ultravioletti e la luce non potevano così oltrepassare tale barriera che poteva essere invece facilmente superabile dal raggio infrarosso emanato dal diodo TX posizionato a distanza ravvicinata (0,7 mm circa).
Dimensionamento del partitore di tensione Verranno ora presentati i criteri di progetto di tale partitore che dovrà offrire di una tensione di 5 volt se sollecitato da una di 12V.
Imposteremo una corrente di partitore di 25mA, sufficiente e necessaria a pilotare le porte logiche situate sulla corrispondente scheda e sufficiente a resettare il contatore 4029 della scheda di controllo encoder.
Calcolo di R1:
Calcolo della potenza di R1:
Con questi valori di tensione e corrente la R1 non dovrà dissipare una grossa quantità di energia e basterà adottarne una standard da ¼ di watt.
Calcolo di R2:
Anche R2, non essendo di notevole potenza, sarà introdotta da ¼ di watt.
Scheda a sinistra
Scheda centrale
Scheda di destra:
La scheda di logica Analizzato il funzionamento del sistema, si è reso necessario un organo che controllasse le azioni del motorino: l’abilitazione e la direzione. Tale organo è rappresentato dalla scheda di logica costituita da una rete di NAND GATE triggerate sulla base di una funzione booleana in grado di mettere in relazione i 5 segnali d’ingresso con le 2 uscite. Gli ingressi saranno quindi:
In uscita gli unici due segnali corrisponderanno all’"enable" e al "direction". Entrambi connessi direttamente alla scheda pilota del motorino passo-passo.
In seguito è riportata la tabella di verità relativa alla funzione logica che la rete dovrà svolgere. Verranno analizzati punto per punto tutti i 25=32 stati finiti e di seguito verrà descritto come è stata semplificata e implementata a porte NAND. Quest’ultimo passaggio non sarebbe stato necessario utilizzando porte OR, NOT ed AND. Si è preferita un implementazione a NAND in modo da poter utilizzare porte logiche triggerate. Queste ultime sono porte molto precise e sicure poiché, seppure in tecnologia CMOS offrono in ingresso e quindi in uscita delle soglie di tensione precise e definite. Nelle solite porte logiche tali soglie sono flessibili e se il componente non riconosce un valore finito 1 o 0, l’uscita non rispecchia il valore desiderato ponendosi, per esempio, a Vcc/2. Questo valore potrebbe non essere riconosciuto dalla porta seguente e il sistema diverrebbe instabile compromettendo il funzionamento. Le uniche porte logiche disponibili sono le porte NAND, in particolare abbiamo preso in dotazione le 4093 in tecnologia CMOS. Per maggiori informazioni su piedinatura interna vedere i dettagli tecnici allegati.
Analisi degli stati logici:
Mediante la tabella di verità vista precedentemente otterremo le seguenti funzioni logiche:
Inutile dire che la funzione così ricavata è molto lunga e complessa, necessiterebbe di un elevato numero di porte logiche per costruire la funzione e si andrebbe incontro ad una percentuale di errore molto più elevata. Allo scopo di semplificare funzioni di questo tipo in funzioni con valore identico ma con meno termini, esistono delle tecniche specifiche molto veloci e funzionali. Un esempio tipico è quello di minimizzare la funzione applicando i teoremi dell’algebra booleana. Poiché questo metodo richiede una buona base di abilità e fantasia, sono stati messi a punto metodi di semplificazione più sistematici e proficui.
Semplificazione mediante le mappe di Karnaugh Un metodo grafico molto utilizzato è quello delle mappe di Karnaugh o mappe K, che consente di arrivare alla minimizzazione della funzione seguendo regole ben precise e di semplice applicazione. Partendo dalla funzione logica espressa come somma di mintermini o, indifferentemente, dalla sua tavola di verità, si perviene all’espressione minimizzata in forma di somma di prodotti, ciascuno dei quali normalmente contiene solo alcune delle variabili d’ingresso. La mappa K è costituita da tante caselle quante sono le combinazioni dei valori delle variabili d’ingresso (ovvero quante sono le righe della tavola di verità) opportunamente disposte una accanto all’altra. Consideriamo ad esempio le 5 variabili d’ingresso della nostra tavola di verità . La mappa corrispondente è illustrata in figura sotto:
Variabili: ENPC – DIRPC – Set"0" – Fc1 – Fc2
La casella 1 corrisponde alla riga 1 della tavola di verità, la casella due alla riga 2 e così via. Si noti che la mappa K è costituita in modo che 2 caselle adiacenti differiscono per il valore di una sola variabile. In base a questa caratteristica dell’adiacenza le caselle dell’ultima colonna sono da considerarsi adiacenti a quelle della prima colonna disposte sulla stessa riga. Lo stesso vale per le caselle della prima e dell’ultima riga. Disegnata la mappa, si individuano sulla tavola di verità le righe che forniscono per la funzione Y il valore 1 e per ogni riga individuata si inserisce un 1 nella corrispondente casella della mappa K. Se la funzione, anziché mediante la tavola di verità, è espressa in forma algebrica come somma di mintermini, si inserisce un 1 nelle caselle corrispondente ai mintermini presenti nell’espressione.. Rimangono invece vuote le caselle corrispondenti ai mintermini non presenti nella funzione o a righe della tavola di verità che forniscono per la Y il valore 0. (per Y s’intende il valore d’uscita generico) Adottiamo quanto detto finora nella funzione in questione. Consideriamo la nostra tavola di verità a 5 variabili. I valori di uscita sono 2, dovremo quindi svolgere 2 diverse procedure per semplificare entrambe le funzioni dei 2 bit di uscita. Consideriamo la funzione del segnale d’uscita ENABLE:
Osservando la tabella noteremo che ENABLE assume valore 1 nelle righe: 5, 6, 13, 14, 17, 18, 21, 22, 25, 27, 29, 30; pertanto si inserisce un uno nelle caselle corrispondenti della mappa K come in figura sotto. La stessa configurazione si ottiene partendo direttamente dai mintermini presenti nell’equazione della funzione tenendo presente che un singolo termine negato corrisponde ad un valore 0. Mappa K relativa all’uscita ENABLE
Mappa K relativa all’uscita DIRECTION
Una volta completata la mappa la si elabora al fine di ottenere da essa un’espressione semplificata. Più precisamente si raggruppano le caselle adiacenti contenenti 1 secondo le regole seguenti:
Raggruppamento delle variabili per la funzione ENABLE:
Raggruppamento delle variabili per la funzione DIRECTION:
Effettuati i raggruppamenti la funzione viene espressa in forma semplificata come somma di prodotti, ciascuno corrispondente ad un raggruppamento. Ogni prodotto è costituito dalle sole variabili che non cambiano di valore nel raggruppamento; le variabili sono prese in forma diretta se valgono 1, in forma negata se valgono 0. Nei prodotti vengono pertanto eliminate le variabili che cambiano all’interno di un raggruppamento. Analisi dei raggruppamenti per la funzione ENABLE: Raggruppamento 1:
Il bit di direzione e Fc2 sono segnati perchè cambiano valore all’interno del raggruppamento. Pertanto possono essere trascurati. Il raggruppamento risulterà essere:
Raggruppamento 2:
Raggruppamento 3
Raggruppamento 4:
Essendo espressa come soma di prodotti otterremo che:
Analisi dei raggruppamenti per la funzione DIRECTION: Raggruppamento 1:
E’ ben noto come le funzioni si siano già molto semplificate. Per costruire una rete di porte logiche sarebbe sufficiente sostituire alle somme la funzione OR e ai prodotti la funzione AND. Per utilizzate porte logiche triggerate NAND è opportuno implementare la funzione in questo modo:
Osservando lo schema elettrico n°12 potremo ricostruire la nostra funzione logica risalendo dall’azione svolta dalle porte.
Disposizione componenti:
CD4093BM/CD4093BC Quad 2-Input NAND Schmitt Trigger General Description The CD4093B consists of four Schmitt-trigger circuits. Each circuit functions as a 2-input NAND gate with Schmitt-trigger action on both inputs. The gate switches at different points for positive and negative-going signals. The difference between the positive (V T a ) and the negative voltage (V T b ) is defined as hysteresis voltage (V H ). All outputs have equal source and sink currents and conform to standard B-series output drive (see Static Electrical Characteristics). Features
Typical V DD e 5.0V V H e 1.5V
Applications
Connection Diagram Absolute Maximum Ratings If Military/Aerospace specified devices are required, please contact the National Semiconductor Sales Office/Distributors for availability and specifications. DC Supply Voltage (V DD ) 0.5 to a18 V DC Input Voltage (V IN ) 0.5 to V DD a0.5 V DC Storage Temperature Range (T S ) 65 °C toa150 °C Power Dissipation (P D ) Dual-In-Line 700 mW Lead Temperature (T L ) (Soldering, 10 seconds) 260 °C Recommended Operating Conditions DC Supply Voltage (V DD ) 3 to 15 V DC Input Voltage (V IN ) 0 to V DD V DC
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Uguagliando le due correnti:
